运用音频耳机放大器延长移动应用的电池使用时间

随着DVD 播放器、MP3 播放器，甚至是内置 FM 广播及 MP3 等音频功能的手机等越来越多的便携式音频装置在市场热销，，这些设备的电路板空间显得越来越不足。因此，特定功能解决方案的尺寸变得极为重要，而设计工程人员正试图找出如何在达到预期功能的条件下将需要的组件数量降到最低。将音频信号传输到耳机一直以来都需要 DC 阻隔电容，其替代解决方案不是有先天限制，就是过于简化而不切合实际需求，或不被市场接受。

本文特别着重在耳机放大器架构，除了说明其优缺点，也介绍全新的解决方案，该解决方案可解决某些耳机放大器架构所造成的问题。

不同的耳机放大器配置

不采用大型 DC 阻隔电容驱动耳机的其中一种传统方法，是将连接器的接地接脚偏移到中轨，也就是 VDD/2 (VBIAS)。由于大多数消费性耳机放大器都是单一供应电源，因此，要达到良好的动态范围，唯一的方法是以 DC 将音频偏移到 VDD/2，使信号能摆荡到接地及 VDD。由于接地接脚连接 VDD/2，因此其中主要的缺点是，只要连接 到Hi-Fi 放大器或以电源驱动的喇叭等接地为真实接地 (亦即 0V) 的外部设备，就会造成接地回路问题，并引发不必要的噪声或设计问题。

图 1. 含偏移接地套管的输出单端耳机放大器

如图 1 所示，最传统的耳机放大器架构是含 DC 阻隔电容的单端放大器。

 

 

 

图 2. 含 DC 阻隔电容的单端耳机放大器

从中可看出，耳机驱动的输出偏移到 VDD/2 (VOUT)，而音频从 VDD 摆荡到接地。其中需要 DC 阻隔电容，才能将移除此偏压，让讯号在接地周围有效摆荡，也就是在 –VDD/2 至 +VDD/2 之间摆荡。此架构的优点是能够使用标准的耳机接孔，然而，这类方法的主要问题在于低频率响应。耳机阻抗一般是 16Ω 或 32Ω，而输出电容及耳机喇叭阻抗两者会形成高通滤波，其截止频率为 3dB，如等式 1 所示：

         

  (等式 1)

截止频率必须在耳机的音频频带范围内，此频带会因制造商的不同而有所差异，但一般的范围是 20Hz 至 20kHz 之间。为了不使低音频频率衰减，高通滤波的截止频率至少必须大约是 500Hz 以下。

将等式 1 改写为等式 2，即得出：

           (等式 2)

对于 100Hz 的截止频率及 16Ω 的耳机喇叭阻抗，电容必须是 110μF。对于需要小体积尺寸的情况而言，这会造成电容值及实体尺寸过大，而且使得成本过高。许多工程人员只能改用 22μF 的较小电容，不过这会影响耳机的低频率传真度，而导致低音响应不佳。

各种执行都有其优缺点，不过，对于需要较佳音频并避免潜在接地回路问题或大型 DC 阻隔电容的设计人员而言，一种称为接地置中或「无电容」的较新架构开始备受瞩目。

TPA4411、TPA6130A2 及 TPA6132A2 等由德州仪器提供的接地置中或 DirectPathTM 耳机放大器使用创新的做法来省却通常使用的 DC 阻隔输出电容。其做法并非将音频偏移至装置内的 VDD/2，而是整合了一颗电荷泵并提供一组负电源轨，进而让耳机放大器在正电源轨 (VDD) 与负电源电压 (VSS) 之间摆荡。这完全不需要任何偏移，因此不再需要输出的高通滤波。这能够让耳机喇叭播放整个音频频带，提供更好的音质。

图 3. 含整合式电荷泵的接地置中 DirectPathTM 耳机放大器

 

图 4 显示该高通滤波器的频率响应如何随着不同的 DC 阻隔电容产生变化。对于 16Ω 的固定负载阻抗，只要改变输出 DC 阻隔电容，截止频率便会随之变动。结果是当电容值减小，截止频率就会提高，而且越少音频低音内容能被传输到耳机喇叭。

 

图 4. 输出频率响应比较

这种做法看起来很理想，不过，由于整合式电荷泵的低效运作，相较于含偏移接地套管或大型 DC 阻隔电容的传统耳机放大器，接地置中耳机放大器会耗用较多的电源，而略微缩短系统的电池使用时间。为解决这个问题的创新做法是使用改良的 Class-G技术。

Class-G 技术

在 AB 类放大器的接地置中架构做法中，放大器总是以最高电源电压运作，这表示，对于音频的无噪声阶段而言，整个输出 FET 的电压降幅相当大。以锂离子电池为例，一般的电池电压范围是 3.0V 至 4.2V。假设电池供应 3.6V 的电压，图 5 的红色箭头表示播放输出音频时整个输出 FET 的电压降幅。

 

 

 

图 5. AB 类接地置中耳机放大器运作

假设放大器的静态电流相较于流向负载的电流来说非常地小，即可推算电池电流与输出电流呈正比。

    

(等式 3)

图 6 显示 AB 类接地置中耳机简易示意图。随着音频的变化，整个输出 FET 的电压降幅也会变动。装置的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 (IBATT) 所得的乘积。

 

图 6. AB 类接地置中耳机示意图

G 类放大器一般使用多个电源电压，以发挥比 AB 类放大器更高的效率。在本例中，TI 最新的 G 类 DirectPath 放大器 (TPA6140A2) 首先将电池电压降低至较低的电压值，然后切换至低信号强度的低供应电压 (1.3V)，并且只有在信号强度超出该低电源电压轨时，才切换至较高的电源电压 (1.8V)。这些适应性电源电压轨的升降速度高于音频，因此可避免失真或削波。此外，由于一般聆听的音频低于 200mVRMS，因此电源电压通常是最低值 (亦即 1.3V)，并且提供优于上述 AB 类放大器的效率。在音频的无噪声阶段期间，整个电源轨的电压会降低，而且信号相当小。当音频变得大声时，放大器会切换至较高的电源轨，然后切换回较低的电源轨，导致整个输出 FET 的电压降幅缩小。图 7 的红色箭头表示此电压降幅。

图 7. G 类接地置中耳机放大器运作

其中的技巧是设计将电池电压降低至较低电压的放大器，并使用适应性电源轨 (分别有负电源轨) 降低播放音乐时整个输出 FET 的电压降幅。其中一种实现这类放大器的方式是，使用电荷泵作为图 8 所示的步降区块。某些工程人员偏好这类做法，原因在于步降电荷泵仅需要相对较小的飞驰电容(flying capacitor) (1μF 至 2.2μF)，而这也是相对较小的组件

图 8. 含电荷泵步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图

这类解决方案的主要缺陷是电荷泵的效率极差，而且这类解决方案无法令电池使用时间延长。较好的做法是整合 DC/DC 步降转换器，以有效降低装置的内部电源电压，并减少电池电流。

图 9. 含 DC/DC 步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图

图 9 显示 G 类接地置中耳机简化示意图。假设放大器的静态电流远小于流向负载的电流，即可推估电池电流是输出电流的分数 (见等式 4)。同样地，随着音频的变化，整个输出 FET 的电压降幅也会变动。此装置的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 (IBATT) 的分数 (VDD/VBATT) 所得的乘积，因此，此装置将散失较少的功率。

    

(等式 4)

使用此解决方案的 G 类 DirectPath 耳机放大器为 TPA6140A2。此解决方案需要将外部电感用于步降转换器，但是，由于输出电流相当小，而且降压转换器的切换频率相对较高，因此可使用相当小的芯片电感，也就是 2.2uH 、 800mA 的 0805 尺寸电感。这能够使解决方案的效率提高，而没有上述电荷泵方法的电路板空间不足的缺点。

AB 类及 G 类接地置中架构的电池使用时间比较

为证实 G 类 DirectPath 耳机放大器的效率优于传统 AB 类解决方案，我们在实验室进行了一项测试。图 10 是一般接地置中耳机与 TPA6140A2 的比较。其中，两个放大器都接上充满电力的锂离子电池。音频输入来自 PC，而输出驱动各个 32Ω 耳机。两个放大器持续播放相同的音频，而且以固定间隔测量电池电压。

下图的 Y 轴表示电池电压，X 轴表示时间。绿线表示一般的接地置中耳机放大器，蓝线表示 G 类耳机放大器。

图 10. AB 类与 G 类接地置中耳机放大器的比较

相较于 AB 类 DirectPath 实作，TPA6140A2 可延长 50 小时或 45% 的电池使用时间。

对于耳机放大器效率而言，必须考虑整体的系统功耗。举例来说，当今耳机的输出功耗远低于 MP3 编译码器的功耗。在未来，当这类编译码器功能提升到下一个制程技术节点时，该功能的功耗将进一步降低，但耳机放大器的输出功耗需求则不会降低。这表示，耳机放大器的效率将在下一代平台中扮演更重要的角色。图 11a 至 11b 阐明了这一点：

图 11a.当今MP3 播放电流耗用量的范例

图 11b.两年后 MP3 播放电流耗用量的范例

图 11a 显示 G 类耳机放大器的平均电流耗用量大约是应用处理器的 10%。然而，几年后，当应用处理器电流降低至大约 10mA 时，G 类耳机放大器的电流耗用量将约为 现在的30%。

结论

电池使用时间一直是便携式应用的重要课题。相比含输出 DC 阻隔电容的传统 AB 类放大器，接地置中耳机放大器的音频性能较佳，但是因为需要使用电荷泵而使得效率降低。只有在信号强度需要进行切换时，才会切换两个以上的电压电源轨，使得 G 类放大器能够提升效率，也减少了不必要的功率损耗。TPA6140A2 等 G 类 DirectPath 耳机放大器结合了接地置中耳机放大器及 G 类放大器的优点。这能够有效降低不必要的放大器功率损耗，最终使得电池使用时间延长。