高效单级变换式LED驱动电源设计方案(一)

0 引 言

随着全球化石油燃料的日益耗尽，人们正在寻找新的替代能源，可再生能源如：风能、太阳能、生物能源等成为热点。由于可再生能源的开发存在诸多经济、技术风险等不确定因素，所以各国政府都在积极发展LED照明产业，大力推广LED路灯、隧道灯、球泡灯等照明产品的应用研究，倡导产品降低能耗、提高效率、促进节能技术创新等工作。基于LED发光器件的低压特性，LED照明的核心部件LED驱动电源的能效、功率因数、可靠性等性能成为LED光电照明产业能否健康发展亟待解决的关键技术问题。

中国的国家推荐性标准GB/T24825-2009"LED模块用直流或交流电子控制装置性能要求"中规定：达到能效1级的隔离输出式LED模块控制装置，电源效率应不小于88%(P>25 W );电源产品电磁干扰(EMI)性能应符合国家强制性标准GB17625.1-2003/IEC61000-3-2:2001"电磁兼容限值谐波电流发射限值"和GB17743-2007"电气照明和类似设备的无线电骚扰特性的限值和测量方法"的相关要求。美国能源之星照明灯具规范(ENERGY STAR? Program RequirementsProduct Specification for Luminaires)中规定：商用照明灯具功率因数必须大于0.9.

LED光源与其它光源的主要区别在于LED光源需要一个驱动电源，驱动电源的性能直接关系到LED光源的性能。在全球提倡"节能减排"和"绿色电子"的大背景下，如何设计一种高功率因数、低谐波电流的高效LED驱动电源是当今广泛关注的热点问题。本文提出一种采用功率因数校正(PFC)电路，临界模式(boundary mode)的AC/DC单级反激式的电源供应器拓扑，通过正确设定相关参数，可在兼顾电源品质与成本的情况下，有效提高能效、避免建筑物内高次谐波电流造成的电源环境污染。

1 单级AC/DC拓扑结构及原理

AC/DC反激式变换器，是采用临界电流模式控制的Flyback变换电路，系统原理框图如图1.工作原理：开关管MOS驱动着反激式储能隔离变压器T,MOS导通时变压器T储能，关断时变压器T次级绕组通过续流二极管释放能量。控制MOS的导通、关断时间规律，可实现输入电流波形和输出直流电压或电流的稳定控制，以保障输入电流的正弦规律化和输出直流特性的稳定性。

图1 AC/DC反激式变换器原理图

电路拓扑如图2所示。

图2 电路拓扑图

图2中：Lm为变压器初级励磁电感，Lr为漏电感，初级电感LP=Lm+Lr,次级电感为LS。

1.1 SPWM 调制原理

如图2所示，市电经全波整流，按市电半个周期波形图分析，则正弦调制原理分析如图3:IQ为MOS管在某一时刻的导通电流，IQ(sin)_PK是MOS的峰值电流，ID为次级二极管在MOS管关闭时刻的续流，ID(sin)_PK是二极管的峰值电流。

图3 SPWM 调制图

在调制波形示意图里，采用电感电流回零后允许导通下一个驱动脉冲工作方式，以保障每个开关周期里T =TON+TOFF 。

如调制图3,设市电输入正弦波电压：

Uin(t)=Uin_pksinωt

把市电输入电压离散化，则设第N 个点时，图中△ABE所示，MOS导通，电压与电感励磁电流的关系如下：

若N 足够大时，则电流、电压等效为连续：

由上式可知：

假设导通时间为常数：TON_N = 常数(const)，则上述MOS导通电流各点峰值IQ(sin)_pk组成的包络就形成了正弦规律。

次级二极管瞬时峰值电流为ID(t)，根据励磁电流引起的磁通不能突变原则可知：ID(t)=n IQ(t)=nIQ(sin)_pksinωt,且等式LP =n2 LS成立，其中参数n为变压器的初、次级匝数比。[!--empirenews.page--]

根据变压器伏秒平衡原则，在绕组次级伏秒规则如下：

式中，Uo是输出直流电压，UF是整流二极管正向导通压降。

且根据：T =TON+TOFF

设在第N 点对IQ(sin)_pk_N积分可得到其平均值，在图3中三角形△CED中：

则市电输入电流：

由上几个等式可得到：

设：UR =n (Uo+UF)并定义：UR为反射电压。

又设定电压反射比为：

则可得输入电流的表达式：

由输入电流表达式可见：在开关管按恒定导通时，输入电流也不是纯净正弦波，失真度THDI与Rvr密切相关，即THDI取决于输出直流电压和初次极匝数比n(这里n=N1/N2 )等。

根据上述表达式把输入电流正弦波特性与Rvr关系式仿真绘图，如图4所示。由仿真输出图可知：Rvr数值越小时，输入电流就越正弦，失真度就越小;反之则正弦特性越差。

图4 正弦电流仿真图

1.2 高功率因数输入的器件优化选择原则

设定输入电压为纯净正弦波，输入功率因数和谐波电流关系如下式：

式中，θ 为基波电压与基波电流的相角差;这里可设cosθ=1 .把以上关系式按不同的Rvr值仿真，并把PF值和THDI值绘图，如图5、图6所示，由关系图可知：Rvr值越小对功率因数和谐波电流越好，但是从系统性价比来看，Rvr并非越小越好;这是因为：由电流表达式可知，Rvr小就意味着反射电压UR高，匝数比N要求也大，也就是说MOS关断所承受的反峰电压就高，而相对于二极管D反向电压值要求反而小，反之若Rvr值过大，则PF值和THDI值差，但是对MOS电压要求低而二极管耐压则相对要求高，过度要求Rvr值对系统安全和器件优化选择是不利的，要从优化系统性能与成本的角度出发去选择N 值。