光耦HCPL-316J的应用

摘要：光耦HCPL-316J是Agilent公司早几年前推出的产品，在国外应用较为广泛。文中介绍了光耦HCPL-316J的基本工作原理，给出了实际应用电路，结合实验所得结果，分析该光耦的优缺点，并对在实际应用中的注意事项进行了阐述。
关键词：IGBT；施密特特性；单极性驱动；续流；逐周限流

    众所周知，传统的IGBT的过流保护与驱动回路是由两个完全独立的电路组成：由过流保护电路判断实际电机电流是否到达电流保护值，如到达，则驱动电路实施对IGBT的关断。过流保护与驱动回路分开不仅造成电路复杂、调试困难，而且增加制造成本，降低产品可靠性。基于克服此缺点，Agilent公司适时的推出光耦HCPL-316J，把IGBT的过流保护与驱动回路合成在一起，大大简化了电路设计，为进一步提高产品可靠性提供了可能。其主要特点有：
    ◇可以驱动级别达Ic=150A／Vce=1200V的IGBT，满足大多数中小功率的驱动需求；
    ◇反馈的故障信号为光隔离的，传输延迟典型值为1．8μs；
    ◇开关速度延迟最大为500ns；
    ◇内部自带Vce、具施密特特性的欠电压保护，并且在保护时对IGBT实施软关断。

1 光耦HCPL-316J的工作原理简介
    HCPL-316J的内部结构如图1所示，引脚如图2所示。

    若VIN+、VIN-正常输入，脚14没有过流信号，且VCC2-VK≥12V即输出驱动，驱动信号输出高电平、故障信号输出高电平、欠压信号UVLO输出低电平。首先这3路信号共同输入到JP3，D点低电平，B点也为低电平，50xDMOS处于关断状态。此时JP1的输入的4个状态从上至下依次为低、高、低、低，A点高电平，驱动三级达林顿管导通，IGBT也随之开通。
    若IGBT出现欠压，则不管输入状态如何，驱动输出VOUT均会被50xDMOS管拉低(接近VEE)；若IGBT出现过流信号(脚14检测到IGBT集电极上电压≥7V)，而不管输入驱动信号是否继续加在脚1，50xDMOS被关断，1×DMOS导通，IGBT栅射集之间的电压慢慢放掉，实现慢降栅压。当VOU T=2V时，即VOUT输出低电平，50xDMOS导通，IGBT栅射集迅速放电。故障线上信号通过光耦，再经过RS触发器，Q输出高电平，使输入光耦被封锁。[!--empirenews.page--]
    从图1可以看出，HCPL-316J可分为输入IC(左边)和输出IC(右边)二部分，输入和输出之间完全能满足高压大功率IGBT驱动的要求。表1所列是HCPL-316J引脚功能描述。

2 光耦HCPL-316J在伺服系统上的应用
2．1 带故障保护的典型直流伺服系统的驱动电路(方案1)
    图3中仅画出一个IGBT的驱动回路，其余3路类同，并且4路光耦的RESET、FAULT全部连接在一起。

2．2 电路工作原理
    如图3，当IGBT管T1导通时，从芯片内部恒流源(250μA)流出的电流分别在电阻R1、二极管D1上产生压降VR1、VD1，加上T1的导通管压降Vce，当VR1+VD1+Vce>7V时，则：
    (1)VOUT输出变为低、对T1实施软关断并锁定，防止流过IGBT的电流进一步上升；
    (2)同时，6脚的故障信号立刻变为低并送到上位机，上位机可以依据此故障信号作PWM开度限制或全关断处理；
    (3)上位机在接收到故障信号后的下一PWM周期，在送PWM开度的同时，送出一路RESET信号(低有效，低电平宽度≥100ns)，允许再次开通IGBT，如此周而复始的循环，实现电流保护的逐周限流。由图3组成的驱动系统测得的电流保护波形如图4所示。

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    图3中，电阻R1需要根据实际的电流保护值大小进行调整，估算公式如下：
    R1=(7-VD1-Vce)／0．25(kΩ)
    式中，VD1-二极管D1上产生压降(V)
          Vce-IGBT的导通管压降(V)
    例如，对FS100R12KT3管，在管芯结温为125℃、流过电流为100A时，其Vce≈2．4V，假定此时VD1≈0．7V，则
    R1=(7-VD1-Vce)／0．25=(7-2．4-0．7)／0．25=15．6(kΩ)
2．3 另一种带故障保护的伺服系统的驱动电路(方案2)
    在图3的基础上，仅2个上管的驱动保护采用光耦HCPL-316J，2个下管的驱动直接采用普通的光耦如TLP250、A3120等，电路更为简洁，同样也可达到4路均采用光耦A316J的过流保护效果(实测的电流保护波形同图4)。

3 两种方案的电流保护波形一致性分析
    从两种方案所得的实际电流保护波形是一样的实际结果来看．说明方案1与方案2本质上并没有区别。究其原因，主要是本驱动系统主回路驱动方式均采用单极性的特性决定的，在图3中，假设在正方向的速度设定下，完整的一个驱动周期如下：
    (1)T1、T3导通，电流从电源+→T1→A→M→B→T3→电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值；
    (2)T1断、T3保持导通，电流从A→M→B→T3→VD3，电流方向仍为+，处于续流阶段；在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比a阶段小，所以在此阶段，即使下管驱动采用光耦A316J，也必不会达到光耦A316J的电流保护点，因此，下管采用光耦A316J与采用普通驱动光耦的结果是一样的；
    (3)T1、T3导通，电流从电源+→T1→A→M→B→T3→电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值；
    (4)T3断、T1保持导通，电流从A→M→B→VD2→T1，电流方向仍为+，处于续流阶段；同样，在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比c阶段小，也必不会达到光耦A316J的电流保护点。
    所以，下管是采用光耦A316J或采用普通驱动光耦，得到的电流保护结果是一样的，从电路简介性看，可采用普通光耦，且价格相对低点；从减少所需器件种类来看，可采用A316J，价格相对高点。

4 注意事项
    在两种方案电路中，均要关注：
    (1)负载问题：在图3中，如果负载为电感性负载，则由于续流是通过二极管回路进行，即电流下降梯度非常慢，假使在下一周期只要一打开IGBT，光耦马上检测到过流信号，在不大于3μs内实施对IGBT实施软关断，即在一个PWM周期内，IGBT最小导通时间为此延时时间。假定在此段时间内电流的增加多于下降，则会随着导通时间的加长，电流越来越大，超越IGBT的承受能力，造成IGBT损坏，这一点在应用中必须注意；
    (2)时序问题：在上电时，如果光耦供电电源未稳定之前，VIN+、VIN-之间即满足VOUT输出为高的条件，则可能会造成驱动输出电平不够高、IGBT处于放大区的工作状态，容易造成IGBT的损坏，所以上电时，一定要保证在供电电源充分稳定后，再允许IGBT工作；同样，掉电时，也要充分保证光耦供电电源在未跌落之前关断驱动VOUT的输出，否则，驱动VOUT输出很容易出现高频抖动(如图5所示：即是由于电源已由17V跌落到14V时，还未关断送出到VIN+、VIN-的输出，结果在运行过程中突然掉电即发生IGBT损坏)，更是对IGBT的安全工作造成威胁；

    (3)IGBT的Vce分散性问题：由于IGBT的导通管压降的分散性，会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值，所以，实际应用中电流采样电阻是与估算值偏差较大，应综合所有工况、以达到所需的电流值来确定电流采样电阻值；
    (4)光耦A316J的电流采样基准分散性问题：同上，由于光耦A316J的电流采样基准分散性，亦会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值。

5 两种方案优劣分析
    方案2由于只有下管采取光耦A316J，比方案1电路更为简洁，也使电流保护调节变得更为简单，所以实际应用中推荐使用方案2。
    采用光耦A316J作电流保护用，虽然电路变得简单、可靠，但与传统的过流保护电路一样，仍然无法解决电流保护点比较确定的问题：传统的过流保护电路，大都采用RC滤波的方式作电流检测输入，有可能在滤波电容C上的电荷在此PWM周期未放掉完，下一周期PWM又开通，于是电流又上升，检测到的电流信号又会继续给滤波电容C充电，即相当于保护延时变短，则保护点就会降低。

6 结束语
    从上述的实验结果来看，虽然使用光耦A316J在电路结构方面比传统的过流保护电路更为简洁、可靠，也使电流保护调节变得更为简单，所以现在国内应用越来越广泛。但也存在着如前面所述和传统的过流保护电路一样的缺点，并且在实际应用中一定要注意上下电的时序配合问题，否则，在此过程IGBT很容易损坏。
    实验证明，只要解决好上述的问题，该光耦的优越性还是很明显的，该光偶目前在我公司的交直流伺服产品上都已经得到了很好的应用。