如何支持存在大差分偏移电压的应用而不需要增加增益级？

在电磁流量计和生物电测量等应用中，小差分信号与大得多的差分偏移串联。这些偏移通常会限制电路在前端设计中可以获得的增益，进而影响整体动态范围。当使用较低电源电压时，例如在电池供电的信号链中，增益限制更具挑战性。解决这个大差分偏移问题的一种方案是使用交流耦合测量信号链。典型的交流耦合信号链包括一个低增益仪表放大器，其后是一个高通滤波器和额外的增益级(请参阅 "放大具有大直流偏移的交流信号以支持低功耗设计")。

在大多数应用中，最好在第一级获得尽可能多的增益，因为这有助于改善信号链中其他增益级的折合到输入端(RTI)噪声。本文将介绍间接电流模式仪表放大器架构的设计和实施，从而在一级中实现高增益和交流耦合。该设计采用微功耗、零漂移仪表放大器AD8237, 其具有宽共 模和差分输入范围。间接电流模式架构的其他例子有AD8420。这种间接电流反馈的主要好处包括：

• 低功耗架构

• 没有像其他典型架构（例如由两个或三个运放构成的仪表放大器）那样的钻石图限制

• 利用外部电阻匹配可以实现良好的增益漂移性能

• 不依赖电阻匹配便可实现高CMRR

• 高阻抗基准引脚

图1所示电路提供了整体原理图，其中选择了间接电流模式仪表放大器AD8237。但是，为了在一级中实现高增益和交流耦合，必须在AD8237的反馈环路中实现一个积分器电路。与由两个或三个 运放构成的仪表放大器解决方案（其在应用增益后消除偏移）相比，该解决方案可提供更大的增益。对于所提出的架构，偏移校正发生在增益阶段之前，因此仪表放大器可以具有较大增益。这两种架构将在附录中介绍。ADA4505运算放大器在反馈环路中用作积分器电路。AD8237的输出由积分器输入检测，并驱动AD8237的基准引脚，迫使AD8237的输出为VMID，后者是在ADA4505的正输入端设置。即使积分器电路提供低通滤波器功能，在这种情况下，由于其用在反馈环路中，整体电路也会具有高通滤波器转换函数。由于这种行为，它不仅最终会在应用增益之前阻隔任何直流偏移，从而提供比其他解决方案更大的增益，而且它对低电源电压和大偏移更有帮助，因为剩下的工作裕量很 有限。积分器电路还通过基准引脚迫使AD8237的输出为选定的电压。实际上，积分器迫使基准引脚相对于AD8237的FB引脚的电压等于输入的差分电压，但方向相反。

低功耗应用通常使用单电源，电源电压通常在1.8 V和3.6 V之间。图1所示电路的设计选择取决于输入信号和偏移的幅度范围及频率。表1列出了图1所示电路的示例设计规格。

该电路的设计选择是在AD8237使用低带宽模式的情况下做出的，以便提高增益灵活性和稳定性。

图1. 采用间接电流模式架构的交流耦合信号调理电路

图1所示电路由微功耗、轨到轨仪表放大器AD8237和零输入交越 失真运算放大器ADA4505组成。这两个器件均可由最低3.3 V电源VDD供电。

此电路可以输出一个电压VOUT, 该电压表示输入端的交流信号 VSIGNAL在去除直流偏移电压VOFFSET并经放大后的信号。此电路生成的VMID电压用于将ADA4505的正输入和AD8237增益级输出共模设置为中间电源电压。VMID由分压器（R1、R2）生成，并由另一个ADA4505缓冲。AD8237采用超小型封装(MSOP)，ADA4505采用紧凑型晶圆级芯片规模封装(WLCSP)。

1. ADA4505-2 (1/2)的正输入 VMID将设置VREF（AD8237的基准引脚）的值，从而设置输出VOUT鉴于共模输入电压与输出范围的关系或钻石图，为确保两个供电轨之间的输出摆幅最大，大多数仪表放大器的最优值为中间电源电压(+VDD/2)。设计仿真部分将介绍一种对此有帮助的钻石图工具。

2. 考虑电路的总电源电流时，电阻值R1和R2的选择也很重要。电阻选择是噪声与功耗的权衡结果。对于此电路，最好选择较大的电阻值以最大程度地减少额外的电源电流。针对该电阻分压器，增加的额外电源电流将是：

• 对于电阻分压器（R1、R2），可以增加一个电容C1以对噪声进行限带，并减少对VDD的50 Hz/60 Hz或其他干扰。电容越大，噪声滤波越好；但是，上电时VMID需要更长的时间才能稳定下来。建立到1%以内所需的时间估计为：

3.选择无源元件值（电阻和电容）时，应考虑容差。对于电阻分压器（R1、R2），目标 VMID值可能会移动，这会影响AD8237和ADA4505的输出摆幅范围VOUT。

从图1所示电路可知，转换函数将有两个截止频率，它们是来自反馈中ADA4505积分器电路的高通滤波器的结果和AD8237带宽引起的低通滤波器响应。这可能会引入一些增益误差，该误差与积分器(ADA4505)的截止频率和AD8237带宽相关。因此，高通截止频率和低通截止频率须有一定的范围。取决于截止频率彼此接近的程度，增益误差百分比可能会改变。

4.如果应用需要使用高阻抗传感器，可以在AD8237输入端之前使用诸如ADA4505之类的缓冲器，以提供更高输入阻抗和更低输入偏置电流，因为缓冲器会将高阻抗输入转换为低阻抗输出。在整个温度范围内，AD8237的输入偏置电流最大值为1 nA。

根据"设计注意事项"的第2点，对于图1中的电路，外围元件的值设置为R1 = R2 = 1 MΩ，以使电源电流的贡献保持在1 μA左右。

ADA4505之前的电阻分压器的输出：

假设R1和R2的容差为5%，并考虑到ADA4505偏移：

为了消除电阻的交流电源干扰和噪声，设置C1使得截止频率至少小于VSIGNAL最低频率20 Hz。请注意，如果需要对噪声进一步限带，电容值可以更大。

在这种情况下，C1设置为22 nF，其提供的频率为：

考虑电磁流量传感器输出的范围通常是从±75 μV到±6 mV的峰峰值信号幅度。对于图1所示电路，幅度峰峰值信号幅度范围将设置为VSIGNAL= 6 mV 峰值，频率为30 Hz。

然后，考虑AD8237输出摆幅范围对供电轨的限制。这些值可以在数据手册的"输出摆幅"部分中找到。保守起见，我们使用+25°C时RL = 10 kΩ摆幅情况：

对于3.3 V电源：

由于输出是全差分式，因此最差情况下输出相对于 VMID的摆幅将是：

对于正输入信号(VMIDMAX= 1.732 V):

对于负输入信号(VMIDMAX= 1.568 V):

现在为了设置增益，计算总预期差分输入信号，并使用正负摆幅范围的下限来设置最大摆幅范围：

考虑到输出电压范围限制，AD8237增益应小于253。为了留一些裕量以应对直流误差和其他因素，图1所示电路的增益值应小于最大值。增益和建立时间之间也需要权衡：增益越高，滤波器的时间常数越慢。鉴于以上考量，AD8237增益设置为101。

请注意设计注意事项第1步对摆幅值最大化的好处。

从数据手册可知，增益的相关公式为：

AD8237数据手册提供了不同增益选择的建议电阻值。对于选定的增益101，这些电阻的值应为：RF1 = 1 kΩ，RG1 = 100 kΩ.

从数据手册得知，截止频率值为

如果设计规格需要对最大信号频率进行某种最低衰减，则对于给定滤波器截止频率，这很容易检查。

正如"设计注意事项"部分所述，积分器设置的高通滤波器截止频率可能过于接近AD8237带宽设置的低通滤波器截止频率。这会给之前确定的增益带来一些增益错误。

假设R3和C3的容差为±5%，最快时间常数应小于VSIGNAL最低频率：

电阻R3将具有1 MΩ的恒定值，以使通过该电阻进入运算放大器的电流最小。

选取最接近的标准电容值，截止频率大致为20 Hz，设置C3 =1.5 μF，故更新后的截止频率为

如果设计规格需要对最小信号频率进行某种最低衰减，则对于给定滤波器截止频率，这很容易检查。请参见此电路的示例：

两个信号VOFFSET和 VCM都有限制。

正如预期的那样，直流偏移可能比我们在大多数应用中通常发现的要大。在这种情况下，电压值必须为VOFFSET≤ ± VMID。如果直流偏移大于此限值，则VREF电压值将超出ADA4505的电源电压范围。与基准引脚相关的公式为：VREF=VMID– VOFFSET。VOFFSET将设置为1 V。

至于共模电压，它与VOFFSET值直接相关，因为 VCM必须在范围内：

如果未验证这些限制，则AD8237的输入值在电源电压范围以上或以下。VCM将设置为1.65 V。

为了检查仪表放大器的共模输入范围与输出电压的关系或钻石图，您需要提供电源电压+VDD,基准电压、增益、共模摆幅和差分输入摆幅。ADI公司的仪表放大器钻石图工具可帮助了解输入 摆幅是否在器件的工作范围以内。请注意，该工具使用的输出摆幅使用最差情况的负载条件（最小阻性负载）。因此，如果按照该工具的限值进行设计，则对于较大阻性负载，系统将会有更多裕量。查看图2中的结果，紫色轮廓是在给定电源电压、输出摆幅、输入共模范围和器件基准电压下AD8237的可用范围。红色轮廓显示了对于给定的共模和差分输入模式摆幅，您使用了多少可用范围。目标是让红色轮廓保持在紫色轮廓以内。如果某些条件违反了此要求，工具将显示错误并提供建议。务 必注意，在此工具中，无法在反馈环路中实现积分器电路。但有一个变通办法，那就是配置钻石图输入信号，就好像添加了电路的VOFFSET和VCM电压（在图1中）一样。这样就可以使用间隔（0.65 V至2.65 V），因为直流偏移被消除且未放大。它还表明，共模电压可以更高，因为输出摆幅仍有一些裕量。为了进一步了解仪表放大器内部发生的事情，Internal Circuitry（内部电路）选项卡会显示内部节点的电压。

图2. AD8237钻石图工具示例

LTspice®是一款出色的仿真工具，可以检查之前进行的设计过程计算，包括其他有意义的规格，例如目标信号带的噪声性能。LTspice原理图如图3所示。第一个仿真（图4和图5）是瞬态仿真，直流偏移为1 V，输入信号为±6 mV (30 Hz)。图4显示了电路中不同级的信号。图5是图4的放大版本，电路已建立，并且积分器电容充电到最终值。蓝色曲线是AD8237的积分器或基准电压 引脚的输出。红色曲线是 VMID值（等于VDD/2 ），绿色曲线是放大 的最终30 Hz输出信号 VOUT。

表2显示了设计目标与瞬态仿真结果的比较。对于最大和最小VOUT值，预期值来自：VOUT= VMID± VSIGNAL× 101；就我们的情况而言，预期值等于2.256 V和1.044 V。VREF预期等于 VMID– VOFFSET，就我们的情况而言，预期值为0.65 V。VMID等于中间电源电压，就我们的情况而言，它等于1.65 V。

瞬态分析中获得的结果和预期结果在电压输出方面非常相似。然而，由于积分器电容和所实现的直流偏移都很大，仿真建立以及输出达到最终值需要17秒。该建立时间来源于以下事实：仿真始于时间0 s，电容需要时间以充电至最终值。

图6中的另一个仿真显示了图3中电路的频率响应，直流偏移为1 V，输入信号为±6 mV (30 Hz)。图6中的光标1和2分别放置在高通和低通滤波器的-3 dB点。表3显示了设计目标与仿真结果的比较。

图7中的另一个仿真显示了图3中电路的电压噪声密度与频率RTI的关系。做法是将输出噪声除以解决方案的总增益(101)。对于带通滤波器功能，我们需要选择积分频率区间来计算总噪声。

对于频率上限，我们将使用之前确定的传感器最大频率值，即220 Hz。对于频率下限，我们也将使用之前确定的传感器最小频率值，即20 Hz。在这种情况下，所产生的噪声将从20 Hz积分到 220 Hz。

由于带通滤波器的截止频率影响，实测噪声实际上会更高。LTspice仿真结果假设其为砖墙滤波器在20 Hz和220 Hz时急剧滚降。

LTspice中的命令行设置为：.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220。然后按住 Ctrl键，鼠标左键单击波形名称(V(ONOISE)/101)。使用下式可轻松将有效值噪声转换为峰峰值噪声：

快速检查AD8237噪声和ADA4505噪声可知，AD8237是主要噪声源。

图3. LTspice原理图

图4. 瞬态仿真结果

图5. 瞬态仿真结果放大图。

图6. 交流仿真结果

图7. 在等效噪声带宽上积分的总噪声结果

为了验证仿真结果，可以进行硬件测试，因为AD8237和ADA4505都提供了测试板。每个元件的焊接可以根据测试板的原理图完成。同时使用两个测试板时，可能需要切断AD8237板上的走线，以将VMID电压连接到RG电阻。

为了确保更好地理解结果，元件值来自设计步骤部分，与设计仿真相同。为了模拟电磁流量计或生物电测量传感器，我们使用了不同的测量设备，例如电压校准器和任意波形发生器。

对于此测试，输入信号设置为具有1 V的直流偏移VOFFSET，共模电压为1.65 V，输入信号 VSIGNAL为±6 mV (30 Hz)

查看图8所示的结果，输出电压VOUT黄色曲线）的性能相对于预期值有一个很小的电压差，但仍与预期保持一致。

表4总结了设计目标与测量结果。

• 所使用的电阻具有5%的容差，这意味着VMID值可能有所偏移。

• 试验台设置可能有局限性，导致出现微小偏差，如实测仿真结果 VOFFSET和VSIGNAL所示。

图8. 示波器屏幕截图，黄色曲线对应于VOUT，蓝色曲线对应于 VREF。

当从传感器（例如现场变送器中的电磁流量计或生物电应用中的电极）采集信号时，目标信号通常位于大得多的直流偏移之上。为了更容易地从这些传感器中提取相关信息，一种解决方案是实现交流耦合的测量信号链，从而在消除直流偏移的同时放大交流信号。在反馈环路中集成一个积分器电路，仪表放大器AD8237提供增益，交流信号得以耦合，所有这些都在一级中实现。通过在输入级消除直流偏移，该电路使得信号增益在测量信号链的输入端即可应用，整体测量解决方案的折合到输入端噪声得以最小化。