绿色紧凑型功率因数控制器MC33260

1．引言

　　MC33260是美国安森美半导体公司（ON Semiconductor）生产的Greenline系列紧凑型功率因数控制器，该控制器采用自由频率非连续工作模式，具有同步和完善的保护功能，适用于电子镇流器和离线式开关变换器。MC33260除了可以采用传统的控制方式之外，还提供了一种独特的跟随升压控制技术，PFC电感和开关管显著减小，同时最大限度的减少外围元件的数量，减小电路的体积，降低系统的成本。

2. 特点及引脚说明
　 
2.1 特点

　　MC33260具有以下特点：
　 
　　（1）提供两种工作模式：标准固定输出模式和跟随升压模式；
　 
　　（2）采用同步非连续电压模式控制；
　 
　　（3）逐周导通时间控制，带PWM锁存功能；
　 
　　（4）导通时间固定，无需外部乘法器；
　 
　　（5）图腾柱式输出驱动电路；
　 
　　（6）带滞回的欠压锁定功能；
　 
　　（7）稳压电路动态响应特性进一步提高；
　 
　　（8）具有同步功能；
　 
　　（9）内置精密基准电流源；
　 
　　（10）提供过压、欠压、过流保护功能；
　 
　　（11）最大导通时间精确可调；
　 
　　（12）各个引脚都具有静电保护功能。

2.2 引脚说明
　　MC33260采用DIP-8和SO-8两种封装形式，本文主要介绍DIP-8引脚封装，其引脚排列如图1所示。

图1 MC33260引脚图
MC33260的引脚功能简介如下：

　　·Feedback Input（引脚1）：反馈信号输入端。该端通过检测电阻与前置变换器输出端相连，输入该端的电流检测信号与输出电压成正比。通过该端还可以实现过压和欠压保护功能。另外，该输入电流被平方后用于MC33260振荡器外接定时电容的充电。

　　·Vcontrol（引脚2）：稳压控制端。该端通过一电容与Gnd（引脚6）相连，该电容用于调节控制环路的带宽。为避免输入电流失真，控制环路的带宽通常在20Hz以下。

　　·Oscillator Capacitor（引脚3）：振荡器外接定时电容接入端。定时电容上的电压与引脚2上的电压分别与PWM比较器的反相输入端和非反相输入端相连，用以实现对导通时间的控制。引脚1上的电流经平方后对定时电容进行充电。

　　·Current Sense Input（引脚4）：零电流检测信号输入端。该端通过电流检测电阻与整流桥相连，其上的负电压信号与电感电流成正比。只要该端电压低于-60mV，零电流检测电路将禁止控制器进入重启动进程。另外，该端还用于实现峰值电流限幅。接在该端与电流检测电阻之间的电阻用于设定过流阈值。

　　·Synchronization Input（引脚5）：同步信号输入端。该端用于接收外部同步信号，可实现PFC前置变换器与开关电源的同步。如果不需要同步功能，该端应接地。

　　·Gnd（引脚6）：信号地。

　　·Gate Drive（引脚7）：驱动信号输出端。该端可直接驱动IGBT或功率MOSFET。

　　·VCC（引脚8）：偏置电源输入端。当VCC上的电压超过11V时，控制器才开始工作。启动之后，偏置电压的范围在8.5V~16V之间。

2.3 额定参数

　　MC33260的额定参数如表1所示。

3 工作原理

　　MC33260是一种紧凑型、自由频率非连续模式、电压型功率因数控制器，主要应用于电子镇流器和离线式变换器。MC33260内部集成了精密基准电流源、高频振荡器、PWM比较器、PWM锁存器、稳压电路、同步电路、电流检测比较器、欠压锁定比较器、过压保护电路、大电流图腾柱式输出电路等，其原理框图如图2所示。

3.1 稳压电路

　　在前置变换器的输出端和反馈信号输入端之间加入一只电阻，可以获得反馈电流信号，其大小由下式决定：

(1)
其中：

是反馈电阻；

是输出电压；

是引脚1的箝位电压。

　　反馈电流信号输入控制器后将与基准电流信号相比较，稳压电路的输出特性如图3所示。反馈电阻的选择原则是：当输出电压超过稳压上限（(Vo)regH）时，反馈电流的大小应等于内置电流源IregH的大小。因此，

可由下式计算得到：

(2)

　　由于实际当中，

远远小于

而

的典型值为200μA，因此上式又可以简化为：

(3)
　　在MC33260内部，稳压电路输出端通过一只300 KΩ的电阻与引脚2相连。引脚2上的电压信号与振荡器锯齿波信号相比较生成PWM控制脉冲。为了实现外部环路补偿，引脚2上需要外接一只接地电容。由于带宽通常低于20Hz，在给定的交流线电压周期内，稳压电路的输出将保持恒定，因此导通时间也就固定了。
　　
3.2 振荡器

　　振荡器的工作过程分为三个阶段：

　　（1）充电阶段。振荡器定时电容上的电压线性上升，当电容上的电压超过引脚2上的电压时，PWM锁存器被复位，其输出为低电平，定时电容开始放电。

　　（2）放电阶段。振荡器定时电容上的电压突降至0V。

　　（3）等候阶段。在放电进程结束时，振荡器输出电压保持低电平，直到PWM锁存器被重新置位。

　　振荡器的充电电流由反馈电流决定，如下式所示：

(4)
其中：

是振荡器充电电流；

是引脚1上的反馈电流；

是内部基准电流，典型值为200μA。

　　因此，振荡器充电电流与输出电压的关系可以用下式所示：

(5)
其中：

是输出电压；

是反馈电阻；

是引脚1的箝位电压。
由于

远远小于

因此上式可以简化为：

(6)

　　注意，在MC33260内部有一只电容（Cint）与引脚3相连，其大小随着引脚3上的电压变化而变化。在振荡器整个变化范围内，该电容的取值将在10pF～20pF之间变化，典型值为15pF。因此，振荡器定时电容应当是外接电容和内部电容之和，即：

(7)

[page]3.3 PWM锁存器

　　MC33260工作在电压模式下，稳压电路输出电压（引脚2上的电压）与振荡器锯齿波电压相比较后得到栅极驱动脉冲信号。该驱动脉冲信号将一直保持高电平，直到锯齿斜坡信号超过稳压电路输出电压。导通时间ton由下式决定：

(8)
其中：

是导通时间；

是振荡器定时电容；

是振荡器的充电电流；

是稳压电路输出电压。
将（6）代入（8）式得到：

(9)
　　由上式可以看出：导通时间

主要由前置变换器输出电压Vo决定，并且当

达到最大值1.5V时，导通时间

可以取得最大值，如下式所示：

(10)
令

则（10）式可以简化为：

(11)
　　上式表明，最大导通时间与前置变换器输出电压的平方成反比。该特性在后面讨论跟随升压技术时将会用到。

图2 MC33260原理框图

3.4 电流检测电路

　　电流检测电路的原理图如图4所示。与整流桥串联的接地电阻RCS将电感电流转换为电压信号。检测电压VCS与电流的关系如式（12）所示：

(12)
其中：

是电感电流；

是电流检测电阻；

是电流检测电阻上的电压。
　　电流检测电路的工作波形图如图5所示。
　　负电压VCS通过电阻ROCP输入电流检测信号输入端（引脚4），参见图4

在功率开关导通期间，如果引脚4上的电压低于(－60mV)的阈值，过流比较器将被触发。
图5 电流检测波形

　　一旦引脚4上的电压低于-60mV，电流检测比较器将使PWM锁存器复位，栅极驱动信号将被锁定在低电平，功率MOSFET处于截止状态。

　　在输出开关管导通期间，电流检测电路主要用于过流限幅；而在开关管截止期间，电流检测电路则主要用于零电流检测。

3.5 零电流检测

　　零电流检测功能主要用于确保在非连续工作状态下，只有电感电流降至零时，功率MOSFET才能开通。

　　引脚4上的电压与电流检测比较器-60mV的阈值相比较，只要该电压低于电流检测比较器的阈值，栅极驱动信号将保持低电平状态，输出功率MOSFET截止，直到电感电流小于60mV/RCS。此时，电感电流接近于零。

3.6 过流保护

　　在功率MOSFET导通期间，内置电流源施加到引脚4上，在电阻ROCP上产生压降VOCP，参见图4。由此可知，引脚4上的电压实际上是由检测电阻上的电压和电阻ROCP上的电压两部分组成。因此，最大允许电流符合以下关系式：

(13)
其中：

：最大允许电流；

是电流检测电阻。
则过流保护阈值可按下式计算得到：

(14)
其中：

是连接引脚4与电流检测电阻的电阻；

是输出开关管导通过程中引脚4的电流，其典型值为205μA。
由于

要远远大于

，因此上式可以简化为：

(15)
由上式可知：过流保护阈值可通过

进行编程控制，而

的选取则具有较大的灵活性。实际当中，可以选用浪涌电阻。
在引脚4和电流检测比较器反相输入端之间有一个上升沿消隐电路。该电路在开关管导通的前400ns内断开引脚4和电流检测比较器的连接，这样做可以有效防止开关管开通瞬间引入的电流尖峰对电流检测电路造成干扰。由于增加了上升沿消隐电路，引脚4无需外接滤波电容。

[page]3.7 过压保护

　　在过压保护电路中，反馈电流IO与阈值电流上限IovpH相比较，如果反馈电流超过阈值电流，栅极驱动信号将被锁定在低电平，直到反馈电流降至阈值电流下限IovpL以下。
过压保护上限阈值如下式所示：

(16)
其中：

是反馈电阻；

是过压保护电流阈值上限；

是引脚1的箝位电压。
由于

远远小于

，因此，上式可以简化为：

同理，过压保护下限阈值如下式所示：

(17)
其中：

是反馈电阻；

是过压保护电流阈值下限；

是引脚1的箝位电压。
由于

远远小于

因此，上式可以简化为：

(18)
　　实际当中，

比

要大，这样可以避免过压保护电路对稳压电路产生影响。

3.8 欠压保护
　　
　　当反馈电流低于Iref的14％时，欠压保护电路将使PWM锁存器复位，输出开关管被关断。欠压保护阈值如下式所示：

(19)
由于

远远小于

，因此，上式可以简化为：

(20)

3.9 同步电路

　　MC33260有以下两种工作模式：

　　（1）自由频率非连续导通工作模式。在该工作模式下，开关管在电感电流为零时才开通，且引脚5应直接接地。

　　（2）同步模式。在这种工作模式下，输出开关管必须满足两个条件才能开通。一是电感电流降至零，二是至少有一个同步脉冲信号的上升沿超过了1V阈值。换句话说，同步工作模式实际上延长了开关管的截止时间。因此，在正常同步工作过程中，电流周期一定要比同步周期短。而且，电感一定要选取正确，否则同步工作模式将无法实现。

　　注意，无论采取哪一种工作模式，都有2μs 的最小截止时间，用以在轻载时对开关频率进行限制。

3.10 欠压锁定电路

　　欠压锁定比较器对VCC（引脚8）上的电压进行监测，当VCC上的电压超过11V时，控制器开始工作。为避免误动作，欠压锁定比较器的阈值有2.5V的滞回电压。

3.11 热关断

　　当结温超过150℃时，栅极驱动信号将被禁止，直至结温降至120℃。

3.12 跟随升压控制

　　采用普通升压模式的PFC前置变换器的输出电压一般都是400VDC，而采用跟随升压控制技术的前置调节器的输出电压并不固定在某一特定的电压值上，其输出电压将在给定输入功率的条件下，随着交流线电压的幅度变化而线性的改变。跟随升压技术的特性如图6所示。

　　采用跟随升压技术的目的是减少输出电压和输入电压之间的间隔，最大限度的提高升压变换的效率。

　　跟随升压过程主要有以下两个阶段：

　　（1）开关管导通过程。在开关管导通过程中，电感电流按斜率Vin/LP线性上升。这里，Vin是瞬时输入电压，LP是电感量。

　　（2）开关管截止过程。在开关管截止过程中，电感电流按斜率（VO―Vin）/LP线性下降，直到电感电流降至零。这里，VO是输出电压。由于放电过程持续的时间比普通升压变换器要长，因此在跟随升压变换器中，截止时间也延长了。如图7所示。

　　这样，在给定的峰值电感电流下，输出开关管的截止时间被延长，因此其功率转换周期就被缩短了，开关管的导通损耗大大降低。

　　另外，截止时间的延长，将使开关频率下降。这样，选用小电感量的升压电感就可以将开关频率限制在可以接受的水平，前置变换器的体积、重量和成本都得以降低。

　　跟随升压技术的优势主要表现在：

　　（1）功率MOSFET的导通损耗大大减小；
　　
　　（2）升压电感体积、重量和成本大大降低。
　　
　　因此，采用跟随升压技术所带来的好处是，由于升压电感和输出功率MOSFET的成本都有所下降，因此前置变换器的系统成本也显著降低。

　　在MC33260中，导通时间将根据反馈电流的大小进行控制。现在有几点需要说明：

　　（1）当反馈电流值超过IregL时，稳压电路将使输出电压保持稳定；

　　（2）当反馈电流值低于IregL时，导通时间将取得最大值。由前面的分析可知，导通时间的大小与输出电压的平方成反比，参见式（11）。

　　另一方面，根据升压拓扑的计算公式，导通时间又可以表示为：

(21)
其中：

是交流峰值输入电压；

是电感量；

是输入功率。
将式（11）和（21）合并整理后得到：

(22)
　　上式显示出，在给定输入功率条件下，采用跟随升压模式的前置变换器的输出电压与交流线电压幅度之间的线性关系，如图8和图9所示。

　　从图8中可以看出，在给定的交流线电压条件下，导通时间的大小由输入功率的大小决定，而前置变换器的输出电压将与导通时间相对应，因此输出电压实际上也是由输入功率决定的。
如果输出电压升高，超出了稳定值，导通时间将根据跟随升压控制所确定的关系下降，传输功率减少，前置变换器的输出功率也就相应减少，因此输出电压就会降低，趋近稳定值。

　　同理，如果输出电压降低，低于了稳定值，就会有更多的功率传输到输出端，输出电压将逐步上升，趋近稳定值。

3.13 工作模式选择

　　工作模式的选择可以通过调整振荡器定时电容的取值来实现。从图9可以看出，输出电压一开始线性上升，然后才趋于稳定。在传统工作模式下，没有线性区域，而且振荡器的外接定时电容较小，升压电路在输出电压达到稳压值后即能提供最大功率。这种工作模式，不考虑功率和输入电压的状态，如果没有稳压电路的作用，跟随升压电路将使输出电压持续上升。为了保证MC33260能够工作在跟随升压模式下，必须正确选取振荡器的外接定时电容CT。

　　设(VO)regL为输出稳压下限，并满足以下关系式：

(23)
对上式进行整理得到：

(24)

(25)
利用上式可以计算出振荡器外接定时电容的大小。

4. 典型应用
　　
　　MC33260控制的80W有源功率因数预调节器如图10所示。

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