基于低失真、高精度可调正弦波发生器的实现

　　0 引 言

　　在许多电子系统中, 经常需要用到频率和幅度可调的正弦波信号作为基准信号或载波信号。通常正弦波信号主要通过模拟电路或DDS( direct digital synthe2sis) 等两种方式产生。相对于模拟电路, DDS 具有相位连续、频率分辨率高、转换速度快、信号稳定等诸多优点, 但是其不菲的价格使其在某些领域大材小用。在此介绍一种采用模拟电路产生正弦波的方法, 该电路精度高、失真度小、温漂小。

　　1 电路分析

　　电原理如图1 所示。

图1 电路原理框图

　　1. 1 文氏电桥正弦波振荡电路

　　正弦波发生器的自激振荡条件为:

　　文氏电桥正弦波发生器是一种常用的RC 振荡器, 用来产生低频正弦信号, 应用非常广泛。如图2 所示, 这种发生器由运算放大器和文氏电桥反馈网组成, 图2 中Z1和Z2 是文氏电桥的两臂, 由它们组成正反馈网络, 电阻R3、Rf 组成负反馈网络, 当运算放大器具有理想特性时, 振荡条件由这两个反馈回路的参数决定。图2 参考点a 选为放大器的同相端, 那么:

图2 振荡电路

　　1. 2 稳幅电路

　　常用的自动稳幅方法是根据振幅的变化来改变负反馈的强弱, 若振幅增大, 负反馈系数就自动变大, 加强负反馈, 限制振幅的继续增长, 反之亦然。如图3 所示,该电路采用场效应管进行稳幅, 当场效应管的漏2源电压UDS较小时, 场效应管的漏2源电阻r DS 随栅2源电压UGS 线性变化。一只好的压控线性电阻, 其阻值范围可达到约400 8 ~ 100 M8 , Rf = R// (R4 + rDS) , 为了达到稳幅的目的, 当幅值增大时, rDS 自动加大, 从而加强负反馈, 反之亦然。C3 为隔直电容, 可减小失调电压和失调电流的影响, 电阻R 可以减小r DS 的非线性影响, 从而减小波形失真。

　　1. 3 反馈电路

　　( 1) 比例2积分校正电路

　　比例2积分校正电路又叫比例2积分调节器( 见图4) , 它的输入/ 输出的基本关系为:

　　式中: Kp 为比例增益; S1 为积分时间。实际比例2 积分电路不仅要求Kp 和S1 可调, 而且S1 取值很大。它具有反相结构, 因为:

　　这样, 改变Rf 可调节Kp , 改变CF 可调节S1 。在该电路中采用这种校正电路( 实际是一个低通滤波器) , 有利于降低定态误差, 从而使系统变为无静差调节系统。

　　( 2) 精密绝对值电路

　　如图5 所示, 当输入电压为正极性时, 放大器输出usc1为负, D2 导通, D1 截止, 输出电压为零; 当输入电压为负极性时, 放大器输出为正, D1 导通, D2 截止, 电路处于反相比例运算状态。

　图5 精密绝对值电路及波形

　　该电路检波的最小输入电压峰值将为UD/ K0 ( X) ,可见二极管正向压降的影响被削弱了UD / K0 ( X) 倍, 从而使检波特性大大改善。

　　( 3) 基准电路

　　如图6 所示, 该电路是由稳压管D3 来完成的, R11为限流电阻:

　　经过半波整流电路, 整流后的交流分量被低通滤波器滤掉, u2 也被滤掉, 仅直流分量与基准电压之差才有意义, 这个差值由运算放大器实现比例2 积分运算, 所得结果通过场效应管来控制负反馈的强弱。若输出信号振幅增大, u1 直流分量更负, 负反馈加强; 反之, 负反馈减弱, 达到稳幅目的, 改变基准电压就能调幅。实际上,电路起振后, 输出为正弦波, 经二极管半波整流变为:u = - Um( 1/ P+ sin( X2 t/ 2) - 2cos( 2X2 t/ 3P) + , ) 。式中, u 中的交流分量被A1 滤掉, 剩下的直流分量- Um / P与基准信号Ej 一起由A1 进行运算, 所以A1 输出为:

　　当Ej / R12 < Um / PR7 时, usc 增大, 负反馈加强; 相反,Ej / R12 > Um / ( PR7 ) 时, usc 减小, 负反馈减弱, 保证复制稳定在Um = PR7E j/ R12 , 可见, 改变R12 就可设置所需的振幅。如图7 所示。

　　1. 4 功率放大电路

　　功率放大电路的工作原理与超高速缓冲器FX0063 相同, 因此该电路( 如图8 所示) 可用FX0063代换, 电容C 为平衡电容, 该电路具有限流保护功能，其输出电流的大小由电阻决定。

　　2 主要技术指标

　　主要技术指标见表1。

表1 主要技术指标

　　3 关键问题的解决

　　3. 1 关键器件的选择

　　( 1) IC 选用四运算放大器LF124, 该器件的四个运算放大器分别应用于振荡、比例2积分、绝对值电路、放大等不同的环节中。

　　( 2) 文氏电桥臂用电容C1 , C2 采用云母电容, 由于云母电容有一个比较重要的特点( 电容量稳定) , 这样就可以保证频率稳定特性。C1 = C2 = ( 510 ? 5. 1) pF。R1 , R2 的选择: 由于该电路的输出频率为400~ 3 000 Hz。f = 1/ ( 2PRC) , R= 1/ ( 2Pf C) 。当f =400 Hz 时, R = 780 k8 ; 当f = 3 000 Hz 时, R =104 k 8。这里采用外接电位器来实现调节频率, 因此选定R1= R2= 800 k8 , 为了确保振荡的平衡、频率的稳定, 采用温度系数较小、方阻一样、电阻面积相同的厚膜电阻来保证。

　　( 3) 基准电路

　　在图6 中, 选用D3 = 6. 2 V 的2DW234 稳压管, 该稳压管的优点是温度系数小且带有补偿功能, 其工作电流为I Z= 12 mA, 由于电源电压为- VC= - 15 V, 所以R11= ( 15- 6. 2) / 12= 750 8 。

　　( 4) 稳幅电路

　　在如图3 中, 我们选用场效应管进行稳幅, 实际上R 可省去, 示情况而定, 则有R4 + rDS = R3 / 2, r DS =R3 / 2- R4 = 5 k8 , 只要控制栅2源极电压, 使rDS =5 k8 , 就达到稳幅的目的, 选场效应管为3DJ6F。

　　( 5) 其他元件的选择

　　设计该产品的过程中, 主要考虑的是它的可靠性,在此基础上, 尽量使产品小型化, 易装配, 故对一些元器件选用片式。

　　3. 2 电路的改进

　　( 1) 频率固定到400 Hz~ 3 000Hz 频率可调。如图9 所示, 根据振荡条件f = 1/ ( 2PRC) , C= 510 pF, 当f = 400 H z 时, R= 1/ ( 2Pf C) U780 k 8 , 选R= 800 k8 ,当f = 3 000 Hz 时, R= 1/ ( 2Pf C) U104 k8 , 所以Rc 最小应为Rc/ R= 104 k8 , 选Rminc= 120 k 8 。

　　( 2) 幅度可调。如图10 所示, Rc/ R12 = 200 k8 ,R12= 250 k 8, Rminc= 1 m8 。

　　( 3) 低温特性

　　由于种种原因, 在低温测试过程中, 出现波形严重失真, 经过多次实验, 终于解决了这一现象。原因是电源给集成电路供电时所用的限流电阻对地所接的滤波电容不能省掉, 否则易产生振荡。

　　3. 3 结构设计

　　为了便于整机组装, 并且能够经得起振动、冲击等机械试验, 产品内部尽量采用适合平面组装的片式元件, 这样简化了组装工艺。封装采用全密封技术, 密封在干燥、清洁的氮气中进行, 帽与底座之间进行贮能焊封装, 封后细检漏气率小于500@10- 6 kPa # cm3 / s, 保证了产品的气密性、可靠性。

　　3. 4 版图设计

　　内部版图如图11 示, 在此主要对导体、焊盘、介质、电阻的设计进行描述。

图11 内部示意图

　　( 1) 导体、焊盘设计

　　导体的设计: 最细的部分为0. 3 mm, 导体与导体、导体与焊盘间隔最小为0. 3 mm; 版图设计: 走线均匀、合理, 器件均匀分布, 导体与基片边缘的最小距离为0. 3 mm。上导体与下导体为同一材料。背面导体的设计, 占基板面积75%以上, 与基板边缘距离大于0. 3 mm。贴片元器件的焊盘尺寸符合相关设计规范, 芯片的粘接尺寸符合相关设计规范。

　　( 2) 介质、电阻设计

　　介质两次独立印刷, 尽量减少使用介质, 整个版图仅有3 处介质。采用4 种方阻, 电阻的功率、阻值均符合相关设计规范和原理图的要求。

　　3. 5 关键工艺的解决

　　在产品的研制过程中, 由于底座外壳D # Ni, 造成封壳难, 密封性不好, 进过分析和大量试验, 我们采用底座外壳D# Ag , 进行储能焊封装, 这样操作简单, 而且克服了封壳过程中存在的问题。陶瓷基片与底座的组装, 将原先用粘接的方法改为锡焊粘接, 保证了产品的可靠性和散热性。

　　4 结 语

　　该电路经过实际验证, 各部分工作正常, 已经成功运用在某系统中, 使用效果良好。该方案不仅达到了低失真、高精度的要求, 还具有控制灵活方便、可靠性高、体积小、成本低等的特点, 是一种很好的正弦波发生器。