摘要：自从有源箝位专利技术到期之后，鉴于此技尤的独特优势，三家西方公司都推出了将其用于大功率PC及服务器的设计方案。其中ONSEMI的设计通过了80plus认证。文中以NCP1282为版本，详细论述了有源箝位PC电源设计的控制IC和功率器件选型注意事项以及设计时的参数调整，供设计人员参考。
关键词：有源箝位；同步整流；电源；NMOS
对于控制IC的选择，其高压输入的变换器推荐为NCP1282，低成本的可以选择UC3843+UC3714，当然也可选择UCC2893(UCC2894)或其它。
选定控制IC之后必须熟悉其外围电路元件及其基本方框电路的特性，以下是一些器件的选择及设计注意事项，供参考。
1 功率器件的选择
1．1 主功率MOSFET
一般选择VDS=(1．8～2)VINmax，这里选择800V。
通过计算，选MOS QMAIN，8～10A足够，为留一定余量，可以选11～14A，选择过大的MOS并非是最上策。在高输入电压时，导通损耗不是太大，过大的MOS驱动损耗会加大，开关速度明显变慢，会给200kHz时的ZVS带来困难。
选择MOS时不仅根据电压电流，还要在数据表中找出其Qg，RSDOX，ton，toff及Coss，并记录下来。
1．2 箝位MOS
由于变压器中磁能总量毕竟是有限的，所以箝位MOS QAUX耐压仍选800V，电流只选择QMAIN的1／3即可，但选择Qg AUX小的MOS以便减小驱动损耗，选择好以后，记下其ton，toff及Coss，RDS(on)。
1．3 同步整流MOS QF及QR的选取
由于PC工作在PFC的400V相对稳定的输入电压之后，占空比变化很小，基本控制在45～48％，所以QF及QR的电压、电流选取很相象，可统一考虑。
首先选择耐压，对于12V输出时在45％的占空比之下，选择60V MOSFET比较合适。它承受最高2．2倍的输出电压，加上开关时的尖峰电压，并取20％的安全系数，当然也可以选50V的MOSFET。若VIN变化大，则按最坏情况考虑。
对于MOS电流的选取，则主要按照导通电阻RSDON来考虑，以得到最高的整流效率，所以其IDS为输出电流的四倍以上，必要时采用几个MOSFET并联，以解决RSDON的问题。若按公式计算则要计入电感中的纹波电流。
对于占空比较大的情况，两个MOS QF及QR则要独立计算，分别选取。
1．4 输出滤波电感的计算和设计
输出滤波电感在PC电源中，经常是将12V与5V两组合在一起绕制，为了提高两输出电压的交叉调整率，还要提高它的耦合度。对输出滤波电感因其直流成份为主，不用考虑导线的超肤效应，也不要考虑用过大的感量，以选择好磁芯后将两组电感都绕下为上策。一般取：
电感磁芯的选取一般考滤MPP磁芯，它的饱和磁密B值高，工作频率高，损耗较小，因为我们是在200kHz下的ZVS工作方式。电感中的纹波电流为：
因此，考虑磁芯的饱合度时，按(Iout+2△ILO)大小的电流处理。[!--empirenews.page--]
1．5 输出滤波电容的计算和设计
输出滤波电容要考虑工作频率，纹波大小，电容的ESR及ESL，由于有源箝位工作在200kHz之下，又考虑到成本，所以必须选择优质的低ESL及ESR铝电解电容，减小每个电容的容量，增加并联电容的数量，由于工作频率的提升已经比67．5kHz的方案少用一半容量的电容，因此上策是数量不变，减小单个容量，大约减一半左右。
这是最小的限定值，实际应该参照ESR、ESL大约加出50～80％，应对负载的变化，限制瞬态电压不超过3％，则有：
为了减小噪声，在电解电容的最终点要加入一支瓷片电容消除噪声，容量为10μF左右。
1．6 功率变压器的设计
功率变压器的设计计算与硬开关状态的计算方法完全一致，再测出Lm，Lr。接入电路后，先串入外部电感Lr，调好功率MOS的ZVS状态后，取下外串电感Lr，加入气隙达到与试验相同的主功率MOS的ZVS状态，记录此时变压器的Lm及Lr，以上即为设计结果。变压器的导线切记f=200kHz，而不能选择d超过0．27mm的导线。大电流时宜选择铜箔，铜箔应纵向切开缝隙减少涡流损耗。在磁芯磁密选择时考虑到200kHz频率，B值不宜超过2200高斯。
2 箝位电容MOS及相关元件的设计
变压器驱动法，IC驱动法可参考L6384的驱动设计。
对于箝位电路，核心是令变压器磁芯完全复位，使其工作在第I和第Ⅲ象限，这里主要按伏秒积考虑。
箝位电容较大时，主功率MOS耐压可以降低，箝位电容较小时，变压器复位时间较长，按工作频率及主功率MOS的波形，做最后调试决定。
3 功耗计算及效率预估
3．1 主功率及箝位MOSFET的功耗
选定主功率MOS之后，查出其RSDON，工作在ZVS状态，主要功耗为导通损耗。
但是其Coss充放电造成的谐振损耗是拿不掉的，应该计算。其计算式为：
式中，VCL为箝位电容上的电压最高值。驱动损耗的发热在驱动器部分不在MOS上。实际上因为达不到绝对的零开关损耗，实际损耗比上述计算值要大出10％左右。
箝位MOS的功耗更难于计算，可按主功率MOS功耗的30％来估算。[!--empirenews.page--]
3．2 同步整流MOS QF的功耗
在最坏条件下，QF功耗主要为导通损耗，其次为开关损耗。
开关损耗为开启损耗及体二极管反向恢复损耗，两项加在一起可按导通损耗的50％估算。
3．3 回流MOS QR的功耗
在最坏情况下，QR的功耗主要为导通损耗及体二极管反向恢复损耗。
3．4 其它损耗
(1)功率变压器的损耗
功率变压器损耗的计算很繁锁，为简化设计按总功率的1．5～1．8％估算，其损耗来源为铜损及铁损，铜损由导线电阻造成，若是铜箔还有涡流损耗。铁损即磁芯损耗，主要为磁滞损耗及涡流损耗。
(2)输出滤波电感的损耗
输出滤波电感的损耗与变压器类似，主要是铜损及铁损，按总功率的0．5～0．8％考虑估算。
(3)输出滤波电容的损耗
输出滤波电容的损耗主要为在开关频率下的ESR、ESL以及电解电容的漏电造成，此部分开始估算时可以忽略。
(4)控制电路的功耗
控制电路的功耗包括初级的控制IC静态功耗，对主功率MOS，箝位MOS的驱动功耗，对同步整流MOS的驱动功耗，反馈放大器及光耦部分的功耗，可按0．5％的总功耗估计。
4 其它设计
4．1 PFC设计
PFC按CCM方式设计，建议选择ICE1PCS01或NCP1653。工作频率建议选为PWM的一半，若能令两者同步更为可取。主要求出升压电感L，升压二极管D，主功率MOSFET-Q的选择及功耗计算，Bulk电容的计算和选择。
对于PCB设计，由于有源箝位方式的工作频率比双晶正激电路高一倍多，所以它的PCB-Layout要给予更多的关注。可按照PFC、PWM控制IC的应用注意认真处理。
4．2 输出设计
对于5V及3．3V的输出设计，建议选择Post Regulator方案，当然按成本考虑也可以采用磁放大器：在反馈系统设计时，建议选择开环增益更高的运算放大器LM358。
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