电源IC失效常常是输入端受到电气过应力(EOS)的结果。本文对电源IC输入端ESD保护单元的结构进行了解释，说明它们在受到EOS攻击时是如何受损。造成EOS攻击事件的原因常常是热插拔和导线或路径电感与低ESR陶瓷电容结合在一起形成的瞬态效应，在系统设计中采用一些特别的设计可以避免EOS的发生，防范它们可能带来的危害。
在产品研发和生产过程中总是会出现一些IC损坏的现象，要想找出这些IC损坏的根本原因并不容易。有些偶发性的损坏很难被重现，这时调查难度就会更大。
通过对损坏的区域进行仔细的探查，有时候可以对损坏元件进行准确定位，这对寻找可能的失效原因会有很大帮助。在很多情况下，元件失效的原因都是输入电压太高了。本文的后续章节将对Buck转换器输入端的结构进行介绍，给出过高的输入电压造成元件损坏的机制，通过不同的应用案例说明过高的输入电压是如何发生的，还将提供相应的问题解决方案。
Buck转换器输入端结构
电源输入端VIN被一个很大的ESD单元保护着，其保护范围包括内部稳压器和MOSFET，因而可以承受很高的静电电压。SW端子内部通常没有ESD单元，因为大型MOSFET本身就可以像ESD保护单元一样动作，静电电流可经其体二极体流向GND或VIN端，也可利用它们的击穿特性实现保护。BOOT端有一个ESD单元处于它和SW之间，其他小讯号端子也各有一个小型的ESD单元，它们通常都和输入串联电阻一起保护这些小讯号端子免受静电放电的危害。以立锜为例，在该公司的电源IC中，用于保护IC端子的ESD元件的动作电压介于元件的击穿电压和绝对最高工作电压之间，这样可避免它们在正常工作期间被触发。
ESD/EOS之差异
当超过静电释放(ESD)单元钳位元电压的过电压出现在IC端子上时，IC会不会损坏取决于ESD元件被击穿期间通过它的能量的多少。ESD和电气过应力(EOS)都是与电压过应力有关的概念，但它们之间的差异也很明确：
．ESD的电压很高(>500V)，持续时间相对较短(<1μs)。
．EOS的电压相对较低(<100V)，持续时间更长一些(通常>1μs)。
再以立锜为例，该公司旗下IC的ESD保护单元都是按照一定标准进行设计，这使得它们能够承受一定的ESD脉冲能量，这些标准是关于人体模型(HBM)的JESD22-A114(其电压值为2kV)和充电元件模型(CDM)的JESD22-C101E(其电压值为2kV)。人体模型的ESD放电过程含有极为陡峭的上升沿和大约300ns的指数式下降过程，充电元件模型的ESD放电过程呈现为极短时间的振荡脉冲，振荡周期约为4ns。比较而言，人体模型的ESD放电具有最高的能量等级。
静电放电总是在极短的时间内完成的，图1显示了JEDEC定义的人体模型ESD测试方法，其中的100pF电容首先被充电到一定的水准，然后通过一只1,500Ω电阻将电能释放到受试元件上。
图1 JEDEC定义的人体模型ESD测试方法示意图
由于多数受测元件的ESD保护单元的击穿电压都比测试电压低很多，ESD测试的峰值电流基本上都是由测试电压和1,500Ω电阻决定的。在此波形样板中，测试电压为2kV，由此带来的峰值电流为2kV/1.5k=1.3A。RC时间常数约为150ns，因此波形下降得很快，整个过程在1μs以内。
对于2kV的ESD测试来说，释放出来的电荷大约为0.2μC，这个资料可以被用于计算到底有多少能量在ESD期间进入ESD保护单元。例如，当ESD保护单元的击穿电压为27V时，2kV的人体模型ESD放电脉冲在其中释放的能量大约为0.2μC*27V=5.4μJ。如果是进行4kV的ESD放电测试，这个值就会翻倍到大约10.8μJ。
当持续时间更长的EOS事件发生时，冲击ESD保护单元的能量就会更多，常常超出ESD保护单元的最大冲击能量承受能力，这样就会在ESD保护单元中积累太多的热量，最终导致严重的毁灭性结果。通常情况下，晶片中支撑ESD保护单元的其他部分也会连带着一起受损。
输入电压太高易造成IC失效
为了展示实际IC输入端的应力限制，本文以RT7285CGE为例，该产品为18V耐压的ACOT架构Buck转换器，额定负载能力为1.5A，采用SOT-23-6封装。输入端ESD保护单元的击穿电压应该高于上述的绝对最大额定值资料20V。为了测定实际的资料，我们可以使用I/V曲线测试仪，它应该和IC的VIN和GND连接起来。
当我们这样做的时候，IC的使能端应当和GND连接以使IC保持在关机状态。将曲线测试仪的纵轴设定为100μA/div，同时设定其功率限制为0.5W。让水准轴的电压缓慢增加，最后会看到波形在电压大约为25.5V的地方突然上升，这意味着RT7285C VIN端的ESD保护单元的击穿电压为这个值。由于曲线测试仪的功率是受到限制的，流过ESD保护单元的电流不会太大(<1mA)，这样的测试不容易对IC造成损害。
由于ESD保护单元的击穿特性是很陡峭的限幅状态，超过其限幅水准的任何输入电压很容易就会导致大电流的出现，并且会在ESD单元中产生巨大的功耗，这将快速导致毁灭性的效果。假如我们在测试中加大曲线测试仪的电流设定和功率限制值，很容易就可以将ESD单元毁掉，我们在此时将看到击穿特性的突然坍塌，此后，该元件将在VIN- GND之间表现为低阻特性。
通过将脉冲电流施加给受试元件，我们有可能将ESD保护单元的失效点更精确地测量出来。测量中所用的电源电压需要高于ESD保护单元的击穿电压，电流脉冲的宽度和电流的幅度可以通过精确的调节以寻找到ESD保护单元在不同电流水准和不同脉冲持续时间下的不同的失效点。图2为在25℃环境温度下对RT7285C用电流脉冲进行击穿测试的波形。
图2 RT7285C进行击穿测试示意图
从失效发生的测试波形中，ESD单元能够承受的最大冲击能量可以被计算出来：当用6μs的268mA脉冲(7.6W峰值功率)时，造成元件失效的冲击能量为47μJ；当用11μs的175mA脉冲(4.9W峰值功率)时，造成元件失效的冲击能量大约是55μJ。
造成元件失效的冲击能量与元件的温度是高度相关的，温度越高，能够造成失效的冲击能量也越少。无论如何，在这种EOS的测试当中，造成元件失效的能量总是明显高于普通的人体模型ESD测试当中的能量。
图3显示的是将上述测试中失效了的元件打开以后看到的景象，ESD单元显示出烧毁的痕迹，ESD单元与地线之间的连接路径上也出现了烧痕。另外，与ESD单元临近的上桥MOSFET区域也显示出一些受损的痕迹。所有的迹象都在表明ESD单元区域受到了严重的热损伤。
图3 测试失效元件将受到严重热损伤。
须要注意的是，上面的这些输入电压过应力都是在IC处于不工作的模式下加上去的，此过程中只有ESD单元处于活动状态，最大电流也受到了限制。因此，矽晶片所受到的损伤也是相对不算大的。
电源热插拔易造成IC受EOS冲击
一种造成电源IC输入端受到EOS冲击的常见原因是电源的热插拔事件，这种事件发生在处于开机状态的电源被引入一个系统的时候。这种系统的输入端通常含有低ESR的陶瓷输入电容，它们与电源引线的电感一起发生谐振，可以导致高压振荡讯号的出现。
出现在系统输入端的电压振荡讯号的幅度与很多因素有关，包括：电源供应器的内阻，引线的电阻和电感量，开关S的电阻，输入电容C1、C2的电容量和它们的ESR的大小。作为一个例子，我们假设12V电源供应器具有很大的输出电容，而电源引线的长度为1.2m并且具有很低的电阻，开关S的阻抗也是很低的，C1、C2是10μF/25V X5R 1206的MLCC。
电源引线的总电感大约为1.5μH，包括连接器在内其电阻约为10mΩ。两只电容在12V直流偏置下的实际总容量约为9μF，而且它们各自的ESR约为5mΩ。图4显示了热插拔事件发生在这样的输入电路时的振荡过程的模拟结果。
图4 热插拔于输入电路时之震荡过程模拟示意图
从模拟结果可以看到，这样的热插拔过程导致的输入电流高达大约30A，由引线电感和输入电容导致的电压振荡波形的峰值几乎可以达到直流输入电压的2倍。图5显示的是对同样的电路进行热插拔测试的情形，其中的开关S被换成了MOSFET，该MOSFET是用脉冲发生器驱动的，目的是让热插拔的动作变成是稳定的，同时也是可以重复的。
图5 运用MOSFET进行热插拔测试。
测试的结果显示在图6的左侧，从中可以看到，实际的热插拔事件导致了比理论上更高的振荡电压峰值，这是由于MLCC输入电容在直流偏置电压下的电容量的非线性变化导致的，它的这种特性在图中的右侧显示出来。当电容上的电压升高时，它的电容量会下降，对其充电的电流进入更小的电容后就会得到更高的电压。在此案例中，12V电源的热插拔事件能导致大约30V的最高电压峰值。
图6 MOSFET热插拔测试结果示意图
现在将同样的热插拔方法应用到由RT7285CGE构成的12V转5V的标准应用电路上，再来测试此期间的IC输入电压和输入电流，看看会有怎样的表现。通过缓慢增加直流电源的电压，我们就能看到不同的输入电压峰值下导致的不同的IC输入电流。在IC的工作模式下，IC在启动过程中会有一个电流峰值出现，这是由IC的自举电路开始工作造成的，我们在这里应该将其忽略掉。在电源电压出现尖峰期间进入IC的电流峰值出现在IC的ESD单元被击穿的时候。
电流尖峰的持续时间大约为1.8μs，在失效前通过ESD单元的能量大约为0.6A*1.8μs*29V=31μJ，比2kV人体模式ESD脉冲带来的能量多5倍以上。
如上例，IC处于工作状态下遇到这种输入电压过应力时对ESD单元带来的损伤将会大很多，这是因为没有限制的输入电流将导致更高的电流水准，而由此导致的功率级的功能错误也会带来更严重的损害，通常会导致电源贯通，并将MOSFET完全烧毁。
不同类型ESD单元的击穿特性
根据不同的IC制程和设计，ESD单元的类型也是不同的，它们各自具有独特的个性。PNP型ESD单元可将击穿电压点钳制在相对固定的电压上，其表现与齐纳二极体相当。这种类型的ESD单元常用于DC-DC转换器的输入端保护。
单向可控矽整流器(SCR)型的ESD单元在击穿后会被钳制在很低的电压上，表现出强劲的折返特性；NPN型的ESD单元在击穿以后也表现出折返特性，但其保持电压与SCR型ESD单元的保持电压相比要高很多。
ESD放电过程是一个电流受限的短时过程，因而SCR和NPN类型的ESD单元对高压敏感电路的ESD保护是很有效的，因为它们都具有很低的保持电压。但当这些类型的ESD单元在有直流电源载入的场合被触发时，它们所具有的低维持电压如果低于外加的直流电压就会导致高输入电流，从而立即造成灾难性的损毁。
以RT8470为例，该产品是一款老旧的Buck架构LED驱动器，它的输入端ESD单元就是SCR类型的。当该产品ESD单元被出现在输入端的短脉冲触发的时候，其中的SCR就会被锁定住，看起来就是其输入端和地之间被短路了(图7)。
图7 当SCR型ESD单元被触发时，电源供应器就相当于短路。
消除热插拔期间电压尖峰的措施
前文已经解释过热插拔期间电压尖峰发生的原因，图8将与输入电路有关的参数表达了出来：电源供应器的内阻Ri，电源传输线的电感Lwire和电阻Rwire，具有低ESR的输入电容。
图8 热插拔产生原因之电路参数图
有多种方法可以降低热插拔期间的电压振铃讯号的幅度：
方法1：大多数电源供应器是使用了很大的输出电容的开关模式电源适配器，这种电路的输出阻抗很低，遇到热插拔事件时可以快速生成大电流。如图9那样增加一个共模电感和一只ESR比较高的小型电解电容，适配器的输出阻抗就会增加，谐振过程会受到抑制。
图9 增加一个共模电感/ESR较高电容器，可抑制谐振过程。
方法2：使用较小线径的适配器电缆来增加电缆的阻抗。为达成好的谐振抑制效果，电缆的阻抗应该大于0.3Ω，其坏处是电缆上的压降会增加。
方法3：增加电缆两条线间的耦合程度。两线间更好的耦合可以形成相反的磁场，这对谐振的抑制有帮助。图10显示了对75cm长、规格为18AWG的同轴电缆的类比，根据漏感测试的结果，两线间的耦合度大概为0.8。
图10 75cm/18AWG同轴电缆类比测试示意图
通过使用不同类型的电缆进行测量，可以确认耦合良好的线对谐振过程会有更好的抑制效果，相应的热插拔过程所导致的电压尖峰也更低(图11)。
图11 不同电缆进行测量对谐振过程会有不同的抑制效果。
方法4：由LC电路形成的谐振可以通过给输入电容并联一个RC电路进行抑制，RC电路的参数可用下述方法进行计算：
RS的计算公式：。其中LP是电缆的电感量，CIN是系统的输入电容，ξ是希望的抑制系数。
在前述的热插拔案例中，LP大约是1.5μH，CIN在12V时为9μF。当我们选择良好的抑制效果(ξ=1)时，RS=0.2μ。抑制电容CS的值必须足够大以避免它在热插拔造成的电流脉冲出现期间被过度充电，其电压增量VC=IC*1/ωC，其中的ω是LP和CIN的谐振频率(测量资料大约是40kHz)。由于电流脉冲的幅度是35A，要想使充电造成的电压增量小于2V，我们需要电容的值大于70μF。
在加入100μF和0.2Ω的RC电路后，针对上述的热插拔案例再次进行模拟模拟，我们可以看到谐振被完全抑制住了，电压的过冲低于2V，如图12所示。
图12 加入100μF/0.2Ω之RC电路测试图
在实作中，RC抑制电路可以很容易地通过使用一只100μF/25V的电解电容实现，它需要和陶瓷输入电容并联在一起。之所以这么简单，是因为大多数100μF的电解电容在100kHz频率下有大约0.2Ω的ESR。在图13中的右侧电路就在输入端加入了100μF/25V电解电容，热插拔试验表明其输入端的过冲会被完全抑制掉，不会有损毁风险再出现在IC上。
图13 输入端加入100μF/25V电解电容，可降低IC损毁风险。
电源IC输入端EOS两大产生原因
除了热插拔造成的冲击以外，还有其他一些状况可能造成电源IC输入端受到EOS的攻击：
USB输出端短路测试造成USB开关输入端损毁
图14显示的是一个典型的USB开关的应用电路图，有一个1μF的去耦电容放在靠近IC输入端的地方，电容前面有大约10公分的铜箔路径将它和5V主电源连接起来。
图14 USB应用电路示意图
USB埠都须要进行短路测试，这个测试通过一个开关来类比，IC须要在侦测到短路以后快速将其MOSFET开关关断。从图15中的实例可以看到，MOSFET开关关断的动作是有延时的，因而会有一个短时大电流流过IC之后关断才会发生。由于输入线有电感存在，此电感和输入端去耦电容C2会一起发生谐振，因而可在示波器上看见输入端出现了高压脉冲，这很可能超过IC的最高耐压能力并将其损毁。
图15 加入电解电容可有效控制电压峰值。
为了解决这样的可靠性隐患，用于热插拔风险防范的类似措施可以被纳入考虑范围，因此我们要在电路中加入类似电解电容的RC抑制电路。抑制电路的参数计算方法是类似的，我们可以利用开关关断过程的dI/dt计算电容的值。实际上，一个47μF的电解电容就可以将电压峰值控制在大约6V上，见图15所示。
立锜科技旗下全新的USB功率开关系列产品如RT9742已经考虑到上述的短路问题，大大缩短了对短路状态的检测时间，可以避免在短路测试时出现大电流。如图16所示，虽然输入电容仍然只有1μF，但IC输入端在测试时仍然处于安全区间内。
图16 新款USB功率产品可缩短短路检测时间。
Buck转换器反向偏置问题
工作在强制PWM模式下的Buck转换器如RT7285C在经由输出端反向偏置时会表现出Boost转换器的行为。假如转换器的输出端由高于预设输出电压的外部电源供电时，IC内部的下桥MOSFET会从输出端吸入电流，再与上桥MOSFET一起形成一个Boost转换器。如图17所示，该电路的输出端就由一个缓慢上升的5V电源供电，它的输入端电压将上升并最终将其ESD单元击穿。
图17 Boost转换器输出端由高于电压外部电源供电时，易将ESD单元击穿。
像这种电源反向偏置的情况并不经常发生，但在存在电池的系统中就很容易出现。又假如在某些设计中使用了动态电压调节技术(通过回馈网路对输出电压进行调节)，如果输出电容很大，又恰好遇到了输出电压的设定突然变低，Boost的动作就会发生了。
运用两段式降压方案降低回馈网路高阻抗
两段式降压方案通常含有一级高压元件将电压降低到低于5V的电压，这样就可以用最高额定工作电压为5.5V的元件作为第二级来使用，它可能会再为系统提供一个更低的电压轨。在图18中，第一级采用17V的电流模式Buck转换器RT8297B将12V的电压转换为3.3V，低压差线性稳压器RT9193-25再从3.3V转出2.5V。
图18 Buck转换器电压转换示意图
RT8297B是采用内部补偿的Buck转换器，回馈电阻R1的值对误差放大器的增益会有影响，它必须被适当选择以得到合适的交叉频率。在此例中，输出电容是一只22μF的电容，这样就需要很高的R1值来维持稳定的工作，而高阻值的R1就导致了高阻抗的回馈网路。在通常情况下，这算不上一个问题，除非使用者用手去触碰回馈网路，或者是遇到PCB存在漏电状况，这时候的FB端就会受到干扰，导致输出电压的提高，严重的情况下就会导致线性稳压器的损坏。
有些电路设计者会故意用手去触碰以完成自己的测试，他们通过用手指触碰PCB上的不同位置来看会不会有电压抖动的现象，从而发现走线或是高阻的敏感位置。ACOT架构的Buck转换器或使用GM型误差放大器的电流模式转换器对回馈网路的阻抗就不太敏感，可以在这样的应用中予以采用。
输入电压过应力为造成电源IC损坏主要原因
电源IC的损坏经常是由于输入电压过应力造成的，这在电源热插拔导致出现过高电压尖峰或由线路电感和低ESR陶瓷电容形成谐振时就会发生。当电源IC输入端的ESD单元遇到超过其能量承担水准的冲击能量时就会被损坏。造成IC损坏的EOS能量通常要比正常的人体模式(HBM)ESD能量高好几倍。当ESD单元被损坏的时候，作为其承载体的矽晶圆也会受到伤害。在大多数情况下，承载体的损坏会直接导致功率级的不正常运作，引起直通短路、功率级烧毁等问题。
具有折返特性的ESD单元在被触发以后可能保持在低于工作电压的电压上，这会在被触发之后立即导致大电流的出现。由于热插拔事件和电源线上的谐振效应都会将电压尖峰引入IC输入端，因而在电源设计过程中必须对这样的瞬态过程进行检查，确保在任何情况下都不会在IC输入端形成高电压。由于ESD单元的启动电压总是高于元件的绝对最大额定值，应用中能够出现的电压就不能超过IC的绝对最大额定值，以便确保ESD单元在工作过程中不会被启动。
