航天器DC/DC变换器的可靠性设计与研究

来源:今日电子发布时间:2009-02-2741浏览

卫星用DC/DC变换器的高可靠和长寿命，是确保其完成飞行使命的基本条件之一。但人们对DC/DC变换器可靠性的认识通常集中在元器件固有质量或产品组装工艺缺陷方面，往往忽略了系统设计（包括技术方案和电路拓扑设计、输入/输出接口设计、环境试验条件适应性设计等）缺陷和电压、电流和温度应力对可靠性的影响。

　　据美国海军电子实验室的统计，整机出现故障的原因和各自的百分比如表1所示。

　　日本的统计资料表明，可靠性问题的80％来源于设计方面（日本把元器件的选型和质量等级的确定以及元器件的负荷能力等都归入设计上的原因）。国产星用DC/DC变换器虽然在轨试验中尚未出现失效现象的历史记录，但在地面试验中，已经有过不少的故障归零报告，基本上属于设计缺陷。

　　以上统计数据表明，控制和减少由于技术方案选择、电路拓扑设计以及元器件使用设计原因所造成的DC/DC变换器故障，具有重要意义。

　　DC/DC变换器供电方式的选择

　　DC/DC变换器供电方式的不同，对整个供电系统的可靠性有重大影响。卫星用DC/DC变换器的配电系统一般有两种方式：集中式供电和分布式供电。

　　集中式供电的优点是DC/DC变换器数量少，有利于控制和减少电源的体积和重量，同时简化了一次电源到DC/DC变换器之间的重复布线。缺点是电源的多负载，很难保证电源的输出伏安特性满足每个负载的要求。

　　分布式供电系统的优点是DC/DC变换器靠近供电负载，在减小传输损耗的同时提高了动态响应特性，这是解决低压大电流（如2V/20A）问题的必须和唯一技术途径。这种供电方式的基本特征是将负载功率或负载特性分解，分担给多个电源模块来承担。

从可靠性模型上来说，分布式供电系统的多个DC/DC变换器属于可靠性并联系统，容易组成N+1冗余供电，扩展功率也相对容易。所以，采用分布式供电系统，能够满足航天电源产品的可靠性方案设计要求。目前，国产卫星DC/DC变换器拓扑结构，基本上实现了从分系统共用一个结构模块电源的集中供电方式，过渡到采用通用化、模块化、小型化的“三化”电源产品的分布式供电。

　　因此综合考虑用电系统的具体需求，选择合理的供电方式对提高DC/DC变换器供电系统的可靠性具有至关重要的意义。

　　电路拓扑的选择与设计

　　可供卫星DC/DC变换器功率变换选用的基本电路拓扑有8种，分别是单端正激式、单端反激式、双单端正激式、推挽式、双正激式、双管正激式、半桥式、全桥式。

　　前6种拓扑功率开关管在关闭时要承受2倍输入电压。考虑到输入电压的变化范围和电磁干扰电压峰值，并要留有一定的安全余度，功率开关管的耐压值，需要达到输入额定电压的4倍以上。例如，当输入母线电压+42V时，功率管的漏源电压应该为200V。

　　推挽和全桥拓扑有可能出现单向磁偏饱和现象，主要是两路功率开关轮流导通时不完全对称，使充磁和退磁的两个伏秒面积不等而造成的。一旦出现该现象，一只功率管会首先损坏。近年来，在国外对推挽拓扑的单向磁偏所进行的专题研究中，发现功率开关采用性能参数一致性好的MOSFET，就可以消除单向磁偏饱和现象。原因是MOSFET的导通损耗具有正温度特性，可实现自动温度平衡的功能，将自动维持两管伏秒面积的等值性。这些结论，我们已经在多颗卫星DC/DC变换器试验中得到了验证，应该说只要实施有效的可靠性技术措施，推挽拓扑的大电流、高效率、高可靠优势会充份地发挥出来。

理论分析和实践结果表明，半桥拓扑具有自动抗不平衡的能力。一般认为，500W以下，双管正激和半桥拓扑具有较高的安全性和可靠性。

　　单端反激拓扑不适用于负载电流大范围变化的情况，空载时的输出电压也会明显增高。目前，国内外广泛采用外接电阻负载克服空载失控现象，但这会降低电源效率。由于电源输出功率与外接电阻值成反比关系，因此，单端反激拓扑只适用于输出功率较小的场合。

　　失效模式及影响分析（FMEA）

　　失效模式及影响分析是指，在产品设计过程中，对组成产品的所有部件、元器件可能发生的故障造成的影响进行分析，并规划纠正措施。

　　元器件的故障模式参照GJB电子设备可靠性预计手册。分析中不考虑无关的双重故障，但考虑单一故障引起的连锁影响，即二次故障。

　　由于航天器DC/DC变换器的高可靠要求，供电系统不允许单点故障的存在，因此一般要考虑备份冗余设计。但不是说考虑了备份冗余以后，进行FMEA的结果就不存在单点故障。因为，往往表面上看不是单点故障的失效模式，深入分析后就会发现由于共阴模式的存在而导致单点失效。

　　例如，某DC/DC变换器主要功能电路如图1所示。

　　图1　DC/DC变换器电路框图

　　按照图1所示的DC/DC变换器电路原理框图，建立相应的可靠性计算模型（见图2）。

　　图2　DC/DC变换器可靠性框图

　　其中，λ1、R1为输入滤波电路的失效率、可靠度；λ2、R2为主电路的失效率、可靠度；λ3、R3为输出滤波电路的失效率、可靠度。可靠性模型中的主电路内部各功能电路为串联结构。

　根据图2所示可以计算其可靠度。

　　RS=R1·R2·R3　　　　　　（1）

　　其可靠度计算结果为（45℃，3年）：0.993 14。

　　如果对上述DC/DC变换器进行备份冗余设计后，其电路如图3所示。

　　图3　备份冗余后DC/DC变换器电路框图

　　按照图3建立相应的可靠性计算模型图（见图4）。

　　图4 冗余设计后的DC/DC变换器可靠性框图

　　其中，λ1、R1为输入滤波电路的失效率、可靠度；λ2、R2为主备份电路的失效率、可靠度；λ3、R3为输出滤波电路的失效率、可靠度。可靠性模型中的主电路内部各功能电路为串联结构。

　　根据图4所示，可以计算其可靠度。

　　RS=R1·[1-2(1-R2)]·R3　（2）

　　计算结果为（45℃，3年）：0.999 65。

　　可见，进行备份冗余设计后，DC/DC变换器的可靠度可以大大提高。

　　降额设计

　　因电子产品的可靠性对电应力和温度应力较敏感，故而降额设计技术对电子产品则显得尤为重要，成为可靠性设计中必不可少的组成部分。按照GJBZ35-93的要求，航天器所用元器件的所有参数必须实施Ⅰ级降额。

　　DC/DC变换器中所用元器件种类较多，有阻容器件、大功率半导体器件、电感器件、继电器、保险丝等，针对不同器件要分析需要降额的所有参数，且要综合考虑。而且，对同一器件不同参数做降额时要考虑参数之间的相互影响，即一个参数作调整时往往会带来其他工作参数的变化。对半导体器件，即使是各参数均降额了，最终还要归结到结温是否满足降额要求。

　　降额设计要建立在对电路工作状态认真分析的基础上，确认达到预期效果。例如，对电容器额定电压的降额，由于器件特性的差异（如漏电流、RSE等)，简单串联后并不能完全满足降额要求。

　　热设计

产品研制经验告诉我们，热应力对电源可靠性的影响往往不亚于电应力。电源内部功率器件的局部过热，包括输出整流管的发热，很可能导致失效现象发生。当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加，当达到极限值时将导致元器件失效。国外统计资料指出，温度每升高2℃，电子元器件的可靠性下降10％，器件温升50℃时的寿命只有温升25℃时的1/6，足见热设计的必要性。电源热设计的原则有两个：一是提高功率变换效率，选用导通压降小的元器件简化电路，减少发热源。二是实施热转移和热平衡措施，防止和杜绝局部发热现象。

　　由于卫星所处空间环境的影响，散热方式只有辐射和传导，且由于安装位置的影响，DC/DC变换器一般主要通过传导进行散热，也就是通过机壳安装面，将DC/DC变换器产生的热量经设备结构传导到设备壳体，再由设备安装面传导到卫星壳体，由整星进行温控。

　　1 MOSFET热耗控制

　　MOSFET的热耗主要来自导通损耗、开关损耗两部分。导通损耗是由于MOSFET的导通电阻产生的，开关损耗是由MOSFET的开启和关断特性产生的，而MOSFET的开启和关断特性取决于MOSFET的器件参数（如输入电容）、驱动波形、工作频率、电路寄生参数等因素。

　　开关损耗的控制主要有以下几点。

　　①针对不同的MOSFET设计各自的栅极驱动，加速MOSFET的开启和关断。另外，通过驱动加速电容，使得驱动波形的上升沿时间缩短。

　　②综合考虑设计合理的工作频率。

　　③通过变压器绕制工艺设计，控制变压器的漏感，进而减小MOSFET的漏源极电压尖峰。如反激型变压器设计就采用“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，最后将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小（见图5）。

　　图5　反激型变压器的绕制示意

　　④通过吸收电路的设计，进一步控制由于变压器漏感引起的MOSFET漏源极电压尖峰。设计原则是吸收电路的自身损耗较小且可能地控制电压尖峰。

　　一般通过上述电路设计，MOSFET热耗可以达到比较理想的结果。

　　2 变压器热耗控制

　　变压器热耗主要来自磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。磁滞损耗与变压器绕组和工作方式有关，可以由公式（3）表示。涡流损耗是由磁芯内环流造成的；电阻损耗是由变压器绕组电阻产生的，分直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗两种。

　　Peddy≈khVefSWB2MAX　　　　（3）

　　式中，Kh——材料的磁滞损耗常数；

　　Ve——磁芯体积，单位为cm3；

　　fSW——开关频率，单位为Hz；

　　BMAX——工作磁通密度的最大偏移值，单位为G。

　　对磁滞损耗的控制设计中主要有以下几点。

　　① 设计比较合适的工作频率；

　　② 合适的初级绕组匝数；

　　③ 工作磁通密度的最大偏移值的降额设计。

　　在电阻损耗的控制设计中，尽量采用多股线替代单根线，从而将变压器磁芯绕满。

　　3　输出整流电路热耗控制

　输出整流电路的热耗主要由整流二极管产生，整流二极管热耗主要来自导通损耗、开关损耗两部分。对于导通损耗的控制设计主要是根据输出电流和工作频率选择合适的整流二极管，如快恢复二极管或肖特基二极管。

　　对于开关损耗的控制主要有以下几点。

　　①选择反向恢复特性好的整流管；

　　②通过吸收电路的设计，控制整流管反向电压尖峰。

　　卫星DC/DC变换器的可靠性分析与计算

　产品的可靠性取决于产品的失效率，而失效率随工作时间的变化具有不同的特点。根据长期以来的理论研究和数据统计可发现，由许多元器件构成的机器、设备或系统，在不进行预防性维修时，或者不可修复的产品，其失效率曲线的典型形态相似于浴盆的剖面，所以又称为浴盆曲线（Bathtub-curve），如图6所示。

　　图6 失效率浴盆曲线

　　由图6可见，失效率明显地分为三个不同的阶段或时期。第一段曲线是元件的早期失效期，表明元件在开始使用时的失效率很高，但随着产品工作时间的增加，失效率迅速降低，属于递减型——DFR（Decreasing Failure Rate）型。其失效原因大多属于设计缺陷、制造工艺缺陷和元器件固有缺陷一类。为了缩短早期失效的时间，产品应在投入运行之前进行试运转，以便及早发现、修正和排除缺陷；或通过试验进行筛选和淘汰次品，以便改善其技术状态。

　　第二阶段曲线是元件的偶然（也称随机）失效期，特点是失效率低且稳定，可近似看做常数，失效属于恒定期——CFR（Constant Failure Rate）型。产品的可靠性指标所描述的就是这个时期，它是产品的良好使用阶段。产品的寿命试验、可靠性试验一般都是在偶然失效期进行的。

　　产品的失效是由多种不太严重的偶然因素引起的，通常是产品设计余度不够造成随机失效。研究这一时期的失效原因，对提高产品的可靠性具有重要意义。因为在这一阶段中，产品失效率近似为一个常数。

　　第三段曲线是元件的损耗失效期，失效率随时间延长而急速增加，元件的失效率属于递增型——IFR（Increasing failure Rate）型。到了此时，元件损伤严重或已经疲劳，寿命即将结束。

　　一般在进行可靠度预计时，进口元器件失效率数据参考MIL-HDBK-217F，国产元器件失效率数据参考GJB/Z 299C。

　　结语

　　本文从选择合理的电路技术方案、设计过载保护电路、FMEA及冗余设计、降额设计、热设计等不同角度阐述了提高航天器DC/DC变换器可靠性的设计要求。其中尤为重要的思想是，航天器DC/DC变换器可靠性的保证不能仅仅依赖于元器件的固有可靠性，而是上述诸多因素共同作用的结果。

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