基于AVR单片机的数字正弦逆变电源设计

摘要：提出一种高性能的直流-交流(DC-AC)数字式正弦逆变电源的设计方法。采用SG3525A与AVR系列单片机AT90PWM2作为控制器进行设计。SG3525A产生PWM波进行前端的推挽升压控制，通过直流母线上高电压的负反馈，使得全桥逆变的输入电压保持稳定。AT9OPWM2的波形发生器产生SPWM波形对后级全桥逆变进行控制，通过采样全桥逆变后的输出电流以及输出电容电压，实现双闭环控制，使得逆变电源在各种不同类型负载条件下都能具备良好的输出特性以及负责效应。实验结果表明：1 kW样机性能稳定，逆变效率大于90％，在不同种类的满功率的负载条件下均能保持电压精度为220 V±l％，频率精度50 Hz±O．1％，THD小于l％。
关键词：数字式；逆变电源；AT90PWM2；双闭环控制；SG3525A

    逆变电源应用广泛，特别是精密仪器对逆变电源性能要求更高。好的逆变电源不仅要求工作稳定、逆变效率高、输出的波形特性好、瞬态响应特性好，还要求逆变电源小型化、智能化、并且具备可扩展性。因此，这里提出一种基于AVR系列单片机AT90PWM2的数字正弦逆变电源，前级SG3525A采用PWM控制升压电路实现输入和过热保护。后级单片机AT90PWM2使用单极性倍频SPWM控制方式进行全桥逆变，且进行输出保护。

1 总体设计及工作原理
    逆变电源的系统整体框图如图l所示，系统的主电路采用前级推挽升压和后级全桥逆变的2级结构，这样可以避免使用工频变压器，有效降低电源的体积和质量，提高逆变效率。其工作原理为：12 V的直流输入电压经过滤波后推挽升压和全桥整流升压到350 V的直流母线电压，再经过全桥逆变电路转变为220 V／50 Hz的工频交流电。

    为了减小输入电压的影响，采样全桥整流后的输出电压作为反馈电压来控制前级推挽升压电路的控制器，调节SG3525A输出PWM波形的占空比，使得直流母线的电压始终保持在350 V。同时采样输出滤波电容上的电压和输出滤波电感上电流，采用电压电流双环控制，调节后级全桥逆变电路的SPWM的输出，从而得到良好的输出波形特性以及稳定的负载特性。[!--empirenews.page--]

2 系统硬件设计
2．1 推挽升压PWM波形的产生
    直流升压电路采用推挽式，其结构简单，效率高。电路中的功率管VQ1，VQ2通过SG3525A outputA，outputB交替产生的2路互补PWM波来控制通断。SG3525A可以通过调节外接的电阻和电容来产生100Hz～500kHz之间的不同频率段的PWM波形，其PWM波的频率fPWM和外接电阻RT，RD，外接电容CT关系为：
   

    SG3525A通过反馈的直流母线电压可自动调节PWM波的占空比，使得输出稳定。同时SG3525A具有电压的输入欠压锁定和PWM锁定功能，一旦发生过流或者过压的现象，可以迅速关断PWM，保证了整个电路的安全性。
2．2 全桥逆变SPWM波形的产生
    SPWM波形由AVR单片机系列的AT90PWM2产生。AT90PWM2具有2个12位的波形发生器PSC0，PSC2，分别产生2路互补的SPWM信号经过驱动电路隔离放大后驱动全桥逆变中的功率管。其中PSC0生成为VQ3和VQ4的控制信号，PSC2生成VQ5和VQ6的控制信号。
    选择PSC工作在中心对齐模式，并且PSCO和PSC2工作在同步状态。则PSC计数器从寄存器OCRnRB定义的最大值开始计数，先减到零再加到最大值，当PSC计数器的值与寄存器OCRnSB，OCRnSA的值相等时，则将分别改变PSCn输出引脚PSCOUTn0、PSCOUTnl的电平。其三角波载波周期
fSPWM和PSC计数频率fPSC以及寄存器OCRnRB、OCRnRA(n=O或2)的关系为：
   

2．3 全桥逆变电路
    逆变电路是逆变电源的核心组成部分，完成将直流电压转变为交流电压的过程。采用由4个IGBT作为功率管组成全桥逆变电路，该电路具有控制方便，功率管利用率高等特可以采用IR2110驱动电路。IR2110采用高度集成的电平转换技术，大大简化了逻辑电路对功率器件的控制要求，同时提高了驱动电路的可靠性。尤其是上管采用外部自举电容，使得驱动电源数目较其他驱动器大大减少，如图2所示。

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2．4 输出LC滤波电路
    由于全桥逆变电路的输出为50Hz的基波以及其他高低次谐波，为了得到纯正的正弦波形，必须考虑设置滤波环节。因为谐波主要集中在1倍和2倍fSPWM附近，所以设置截止频率fc为fSPWM／5。则有：
       

    式中，R为直流侧等效负载电阻，Vout为输出的电流电压，P为逆变器的额定功率。

3 系统软件设计
3．1 单片机简介
    AT90PWM2是AVR系列单片机，该单片机主要特点有：1)高性能的8位RSIC结构，l MIPS／MHz，支持最高16 MHz的时钟；2)8 KB系统可编程(ISP)的Flash存储器，支持自举方式编程，512字节SRAM，512字节EEPROM；3)4路PWM通道提供各种PWM信号，并可以进行死区设置；4)8路lO位ADC模块，1个10位DAC模块，2个模拟比较器；5)多达29个中断源；6)支持UART，SPI，I2C通信方式。其引脚功能分布图如图3所示。

    其中，PSCOUT00～PSCOUT21引脚为SPWM波输出引脚，用来驱动功率开关管，SD引脚为IR2110的使能控制，用来开通或者锁定SPWM的导通。V_MAIN，V_OUT，I_OUT引脚分别用来采样母线电压，输出电容电流以及电感电压。单片机还包括使用LED报警功能，驱动风扇在过热时启动散热功能，ISP在线下载更新驱动程序以及预留串口通信功能。
3．2 控制策略
    本数字系统采用电感电流反馈控制。将输出电感电流引入控制系统，和输出电容电压一起形成双闭环控制，通过采样输出电感电流和输出电容电压，用外环电压误差的控制信号去控制内环电流，调节电流使输出电压跟踪参考电压值，提高系统的动态响应。双闭环控制系统由于存在内环回路，增大控制系统带宽，使得逆变器动态响应加快，输出电压的谐波含量减小，对非线性负载的适应能力加强。外环调节器可以按照负荷的变化相应地调整内环调节器的给定值，使调节系统仍然具有较好的品质，所以双闭环控制系统对负荷变化具有较强的适应能力，可使逆变电源的输出性能得到较大的改进。为了简化电压外环设计，可将电流内环看成一个比例环节，电压外环看成一个PI环节。图4为双环控制系统框图。

 

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3．3 软件流程
    系统软件设计采用模块化设计，主要包括：硬件初始化模块，正弦表初始化模块，输出保护模块，双闭环调节模块，中断处理模块。主程序和SPWM产生中断处理模块的流程分别如图5(a)和图5(b)所示。

4 试验结果
    根据以上思想完成制作一台1 kW的样机，采用IRF3805作为推挽升压的功率管，RHRP8120作为整流二极管，全桥逆变功率管则采用LRG4-PC50UD，SG3525A的PWM波频率设置为80 kHz，SPWM波的频率设置为10 kHz，输出滤波电感L为2．5 mH，输出滤波电容C为4．7 μF，可得正弦交流输出电压精度220 V±l％，频率精度50 Hz±0．1％，THD小于1％。逆变效率大于90％，其空载和满负载时的试验波形如图6(a)和图6(b)所示。

5 结论
    提出了一种前级由SG3535A控制推挽升压和后级基于AT90PWM2的全桥逆变的数字式逆变电源的设计方法。使用AT90PWM2的波形发生器产生SPWM波形，有效简化电路，利用前端负反馈以及后端的双闭环调节使得逆变电源具备输出电压特性的高性能。预留的串口通信和在线下载功能使得逆变电源具备与上位机通信以及扩展功能，完善的保护措施可使逆变电源在发生故障时，具有完善的指示和自动处理功能。