3．1～5．2 GHz超宽带可变增益低噪声放大器设计

摘要：低噪声放大器是超宽带接收机系统中最重要的模块之一，设计了一种可应用于3．1～5．2 GHz频段超宽带可变增益低噪声放大器。电路输入级采用共栅结构实现超宽带输入匹配，并引入电流舵结构实现了放大器的可变增益。仿真基于TSMC0．18μm RF CMOS工艺。结果表明，在全频段电路的最大功率增益为10．5 dB，增益平坦度小于0．5 dB，噪声系数小于5 dB。输入反射系数低于-15 dB，在1．8 V电源电压下，功耗为9 mW。因此，该电路能够在低功耗超宽带射频接收机系统中应用。
关键词：超宽带；可变增益；低噪声放大器；电流舵；低功耗

0 引言
    超宽带(UWB)无线通信技术因具有低功耗，高传输速率以及抗干扰能力强等优点，近年来在WPAN、无线USB等高速无线通信领域，以及无线传感器网络、可植入式医疗器具等低功耗领域得到了广泛的关注。UWB频谱范围为3．1～10．6 GHz，在近距离传输距离(10 m)内能够达到480 MHz。目前，在超宽带系统的标准上存在两种方案：直接序列(DS-CDMA)和多带OFDM(MB-OFDM)，而2种方案的低频段均工作在3．1～5．2 GHz，因此3．1～5．2 GHz UWB收发系统是最近的研究热点。
    低噪声放大器(LNA)是UWB接收机的最为关键的模块之一，对接收信号进行适当放大的同时尽可能的引入低的噪声，其噪声和增益直接影响到了整个接收机的灵敏度和动态范围。目前常见的宽带LNA包括分布式、噪声取消以及电阻负反馈结构等结构。分布式LNA虽然能够达到较高的增益和低的噪声，但是功耗过大；电阻负反馈结构虽然降低了功耗，但反馈电阻引入了较大的噪声；噪声取消电路能够在各个性能之间平衡，但是由于其结构的特殊性，不能够实现增益的可变。
    本文提出了一种超宽带可变增益的低噪声放大器结构，输入级采用共栅结构实现宽带输入匹配，并引入Current-steering结构实现了放大器的可变增益，以牺牲少量噪声性能的代价获得宽的带宽、少的电感数以及增益可变等特性。

1 UWB LNA电路的设计
    宽带低噪声放大器电路结构一般由3部分组成：输入匹配网络，放大模块以及输出Buffer。设计时可以单独对每个模块进行优化。输入匹配网络需要在不引入额外噪声的情况下使得端口反射系数S11最小化，完成宽带匹配；放大模块对输入信号进行一定的放大，同时抑制下一级电路的噪声；输出Buffer在不影响电路性能的同时提供大的驱动能力，同时满足输出匹配。而UWB-LNA的难点主要体现在在宽的频段内很难实现输入输出阻抗匹配。图1为提出的UWB-LNA的电路图，现对LNA的各个模块进行分析。

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1．1 超宽带输入阻抗以及输出阻抗
    输入阻抗匹配如图2所示。

    忽略电感Ls的寄生电阻，由图2(b)可得出电路的输入阻抗为：
   

    式中：gm为M1管的跨导；Cgs为M1的寄生电容。从式(1)中可以分析出，在频率较低时，(gm+sCgs)sLs<<1，Zin≈sLs，输入阻抗趋近于0，因此，在输入频率较低时的输入电阻由源级电感决定。在图2(a)中可以直观的看出，低频率时Ls近似的将M1的源端短接到地。当频率增加至GHz时，(gm+sCgs1)sLs>>1，

，对于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在几十mS左右，本文所设计的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm远大于sCgs1，所以在所需频段内

。因此为了将输入阻抗精确匹配到50 Ω，可以调整gm到20 ms。为了兼顾输入匹配性能和版图面积开销，Ls为10nH。
    输出阻抗匹配：
    如图1所示，在最大增益处(忽略M2和M3的寄生电容)，第一级的输出阻抗为：
    Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2)     (2)
    很显然，为了实现一定的增益值，Rout并一定为50 Ω，同时随着增益的变化Rout也跟着变化。为了保证在不同增益以及所需带宽内实现50 Ω的阻抗匹配，在输出级采用常用的源级跟随器结构，同时也提供了大的驱动能力。
   

    可见，Rout不随频率的变化，通过适当调整可以实现输出阻抗匹配。
1．2 可编程增益控制技术
    被接收信号很容易遭到多路衰减，为了保证接收机有恒定的信号输出，需要对接收机中的放大器模块(LNA，PGA)进行增益的控制。实现增益的可调一般采用两种办法：改变输入管的跨导，改变负载电阻。为了保证输入阻抗匹配，跨导必须为20 mS，所以改变输入跨导会造成输入阻抗匹配特性的衰减；如果改变输出电阻，必须在每个支路加一个电感来保证宽带内增益的平坦，这样就增加了额外的面积。因此，电路引入了current Steering结构通过3个数字信号控制流到负载电阻的电流，实现了增益的改变。[!--empirenews.page--]
    在图1中，M2为cascode结构的共栅级，可以消除miller效应的影响，同时降低输出回波损耗。M21M22和M23的宽长比之和为M1的宽长比，同时，M21与M31，M22与M23，M23与M33的尺寸相同，这样是为了保证在数字控制的过程中，流入M1的电流不变，使电路有良好的输入阻抗匹配性能。

    在小信号图中，gm2为M2管的跨导，gm3为M3的跨导，流入M1的电流为流入M2和M3的电流之和。可以得出：
    gm1=gm2+gm3     (4)
    第一级放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中gm为电路的整体跨导，RL为等效负载阻抗，R为从输出端看进去的电路的阻抗。通过小信号分析：
   

    从式(5)看出，电路的跨导仅由M3的跨导决定，因而可以通过直接控制gm3来实现增益的可变。电路的增益为：
   

    从式(6)中可以看出，控制管的变化也影响到了输出电阻，因此，为了实现特定的增益，需要适当的设定M3的宽长比。
    本文设置了3个不同的增益，并且实现了5 dB的步长，通过G[210]来控制M3的跨导，详细增益列表如表1所示。

1．3 LNA噪声分析
    对于一个级联系统，第一级电路的噪声性能对整个电路的噪声系数影响很大，因而主要分析第一级电路的噪声系数。通过优化电路参数、忽略电感的寄生电阻效应，本文的CG—LNA总的噪声因子可以近似表示为：
   

    从式中可以看出，增大负载RL可以降低电路的噪声系数，但是过大的增加RL会减小电流，同为了保证恒定的跨导，需要增加管子的尺寸，同时，增加RL也会将第一级的输出电压降低。给定

，针对0．18μm下的MOSFET，假设ωT=2π*80 GHz，电阻的取值分别为Rs=50 Ω，RL=200 Ω。当频率从1 GHz增加到6 GHz时，根据式(7)计算所得的噪声系数为4．9～5．3 dB，这和仿真结果较为近似。

2 仿真结果与讨论
    采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工艺进行模拟仿真。图4是LNA S21的仿真结果。在3．1～5．2 GHz的带宽内，LNA能够获得非常平坦的增益特性，共有3种增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步长约为5 dB，带内增益波动小于0．5 dB。图5是LNA输入输出回波损耗(S11，S22)的仿真结果。S11和S22在整个频段内均小于-15 dB，匹配性能良好。图6是LNA IIP3的仿真结果。在输入信号为4 GHz时，IIP3为-0．5 dB。图7是LNA的噪声性能，在整个工作频段内的最低噪声为4．6 dB，噪声系数在高频段恶化的主要原因在于器件寄生的噪声性能会随频率升高而逐渐恶化，此外，由于电路设计时需要在各方面与噪声进行折中，所以适当的牺牲了噪声性能。

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    表2是本工作于近几年报道的UWB LNA性能的比较。可以看出，本文设计的电路具有功耗小，匹配性能良好以及增益可变的优势。

3 结语
    利用TSMC 0．18μm RF CMOS工艺，设计了一种应用于3．1～5．2 GHz频段超宽带可变增益低噪声放大器。放大器输入级输入级采用共栅结构实现宽带输入匹配，并引Current-steering结构实现了放大器的可变增益。仿真结果表明，在工作频段内电路的最大功率增益为10．5 dB，增益平坦度小于0．2 dB，噪声系数小于5 dB，输入反射系数低于-15 dB，在1．8 V电源电压下的功耗仅为9 mW。其性能满足超宽带系统的要求。