充分理解功率放大器理论，实现高效的ISM发送器

位于300到450MHz的工业科学医疗(ISM)波段中的短距离应用设备市场正在快速增长。这些设备中的关键器件是低成本的幅移键控(ASK)和相移键控(FSK)发送器集成电路(IC)，虽然实际的系统设计还需要考虑发送器中功率放大器(PA)的输出功率和耗用电流要求。幸运的是，可以用一些简单的技术来管理这种平衡同时仍保持较高的功率放大器效率。

基于美信集成产品公司的多种低成本发送器和接收器的功率放大器，比如AMX1472，MAX7044，MAX1479和MAX7030/MAX7031/MAX7032，可以允许用户控制射频功率/耗用电流之间的平衡，同时保持较高的效率。特别是对于低成本的短距离ISM应用来说，管理好这种平衡对延长电池使用时间非常有用。在管理这种平衡时不需要对这些特殊的IC做任何修改，只需简单的改变PA的负载阻抗就能改变PA的输出功率和耗用电流。

线性的A类放大器可以用偏置点和信号电平的组合来表征，该类器件的平均耗用电流不会随着输入信号幅度的变化而变化。图1中的M1可以看作是幅度IDC的电流源。

对于最大的输出功率，阻抗应该是：

最大输出功率定义为：

由等式2可以得出峰值效率为50%。1 前提是M1的漏极电压可以到地电平，同时仍能维持IDC的正常偏置电流。在三极管区域工作将使A类CMOS功率放大器的实际效率限制在40%以下。这种分析结果意味着，在给定供电电压的条件下，要想在不同输出功率时都能有理想的高效率，必须改变A类放大器的偏置电流。因为A类放大器的偏置点不会随输入信号的幅度而改变，因此A类放大器最适合用于调制解决方案，此时输入信号的线性放大最重要。B类和C类放大器可以提供比A类放大器更高的效率，但通常具有更大的失真，输出功率也较小。

所有A、B和C类CMOS放大器的一个共同特点是，工作中的器件可以被看作是电压控制下的电流源，并且都不适合在三极管区域中工作。相反，D、E和F类放大器需要在三极管区域工作才能获得最佳的效率和输出功率。这些放大器经常被称为“开关模式”放大器，由于它们固有的低电压高效率工作性能，因此常被用于ISM波段的发送器和接收器中。在开关模式放大器中，输出器件受大信号的方波驱动(图2)。

在开关模式放大器中，输出晶体管可以被看作是一个以一定占空比的工作频率接通和断开的电阻。输出器件中的电流含有非常丰富的谐波。谐波分量取决于驱动波形的占空比和幅度、场效应晶体管(FET)的“接通”电阻以及PA呈现的阻抗。在D类放大器中，可以通过改变输入信号的占空比来控制输出功率，这一过程被称作脉宽调制(PWM)。D类放大器常用于输出功率频繁改变的音频设备。

在E类放大器中，输入信号的占空比是固定的。需要设计匹配网络来尽量减小开关接通时开关漏极的电压。通过减少输出器件吸取电流时输出器件上的压降可以降低开关器件的功耗，从而提高功率放大器效率。

F类放大器与E类放大器非常类似，为了增加效率，需要在设计匹配网络时特别注意谐波阻抗。一般来说，由于谐波阻抗方面存在的设计约束，F类放大器的匹配电路会更加复杂。

美信集成产品公司的所有CMOS ISM发送器和接收器都可以提供开漏功率放大器输出。驱动信号的占空比在300到450MHz波段是个常数(25%)。用户需要根据目标输出功率、耗用电流和谐波性能等级设计匹配网络。

图3是开关模式功率放大器的一个简单模型，RSW代表FET的接通电阻，Cpa代表器件的总有效寄生电容，Cpkg代表封装电容，Cboard代表印刷电路板(PCB)的电容。表格总结了美信的各种ISM发送器和接收器的典型开关电阻和电容值。

在该表中，典型的开关电阻是在VDD2.7V时的值。PCB寄生电容值随版图不同而有很大的变化。因此需要精心设计匹配网络和功率放大器输出端的波形来提高功率放大器的效率。最高效率发生在器件上的电压很低、同时开关关闭的时刻。需要E类和F类放大器匹配网络设计方面帮助的读者可以查阅参考资料2-4中的相关指南。

在许多低成本ISM应用中，系统设计师可能在设计时间、成本或复杂性方面没有太多的灵活性，无法实现最高效率所需的最优化匹配网络。在发送较高频率信号时使用价格不贵的微型(高Q值)天线一般能取得更高的效率，但规范要求限制发送信号的谐波分量。因此，利用匹配网络衰减谐波特别重要。考虑到这些因素，我们可以在这样的前提下分析开关功率放大器，即输出匹配网络能让漏极电压通过高度滤波而呈现正弦波特性(图4)。

假设PA的负载是电阻RL，输出电压最低可以到0.1V，那么功率放大器的效率就可以表示为：

效率= 0.5[(VDD- 0.1)2RL]/{V2DD/(4RSW)×[1-(VDD-0.1)/23/2VDDπ]} (3)

如果VDD3V，RSW22Ω，RL400Ω，那么功率放大器的效率就等于80%，输出功率为+10.2dBm。当然，电压波形、开关电阻和负载阻抗是相互依赖的，因此上述等式不能用来精确计算在这些可变因素的所有组合情况下的效率。正因为如此，SPICE被用来建模理想开关模式功率放大器的性能。 可以用11或22 Ω的理想开关电阻跨接Q值为10的并联谐振电路。图5给出了仿真原理图，仿真结果如图6所示。

从图6可以看出，开关模式功率放大器最突出的优点是通过改变功率放大器的负载可以大幅度地改变输出功率，同时仍能保持杰出的直流到射频转换效率。另外，与更高开关阻值的放大器相比，具有较小开关阻值的开关放大器能够以更高的效率输出更大的功率。更小开关阻值放大器的缺点是需要较大的驱动电流来充放开关器件的寄生电容电荷。

为了提高开关模式放大器的效率，开关必须在接近电压波形的最小值处才接通。用简单的并联谐振电路接开关电阻负载为例，这一要求可以通过减小功率放大器在工作频点呈现的虚数阻抗分量(包括器件、封装和PCB的寄生电容)得到满足。如果网络没有谐振或失调，效率会有显著降低。图7显示了如果匹配网络不与Q=10和Q=5的谐振电路共振时理想开关模式放大器的性能。

如图7所示，最小耗用电流发生在谐振点。这一事实可以用来验证指定网络在特定工作频率点是否已经得到最优化。另外需要注意SPICE仿真的前提条件是：开关电阻能够很快地开关，开关器件的寄生电容值不会随着器件的开关而变化，在谐振电感或电容中没有损耗或寄生电阻。与理想的仿真条件相比，这些因素会降低实际开关模式放大器的性能。因此需要针对具体应用反复优化功率放大器的匹配网络。