基于虚拟仪器的功率三极管热阻测试系统

　　开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定 输出电压的一种电源。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，计 算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。 随着电源技术的发展，低电压，大电流的开关电源因其技术含量高，应用广，越来越受到人 们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点， 广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输 出功率较大，而且由于使用MOS管,基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变 换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。

　　2.基本推挽变换技术

　　推挽式直直变换器的电路结构如图1（a）所示,波形如图1(b）所示。推挽式逆变器将直 流电压变换为交流方波加在高频变压器的原边，在隔离变压器的副边只有一个二极管压降。 当开关管 S1 导通时，二极管 D1 承受正压而导通，而 D2 由于反向偏置而截止；因此，

　　3 电路的设计

　　3.1 主电路的设计

　　开关电源的主电路拓扑结构如图2所示，详细参数如下：输入电压为12(1±10％)V，输 出电压为24V，输出电流为12A，工作频率为33kHz。主电路采用的是推挽型电路，主开关管 用的是IRFP064N,在主电路上输入端有两个1000uF／50V并联的输入滤波电容,在输入的电路 的正级接有一个2.2uH的输入滤波电感（电感取值与输出滤波电感一样）。电路中变压器的 设计跟一般变换器所用变压器设计类似，只需注意绕线方式和铜线选择，由于本变换器的电 流过大，故采用多股细线并绕的方式。[page]

　　在输出端用的是同步整流技术，在低电压大电流功率变换器中，若采用传统的普通二 极管或肖特基二极管整流由于其正向导通压降大(低压硅二极管正向压降约0.7V，肖特基二 极管正向压降约0.45V，新型低电压肖特基二极管可达0.32V)，整流损耗成为变换器的主要 损耗，无法满足低电压大电流开关电源高效率，小体积的需要。MOSFET导通时的伏安特性为 一线性电阻，称为通态电阻DS R ，低压MOSFET新器件的通态电阻很小，如：

　　IRF2807(75V,82A)、IRL2910(100V,55A)通态电阻分别为0.013Ω、0.O26Ω，它们在通过20A 电流时，通态压降不到0.2V。另外，功率MOSFET开关时间短，输入阻抗高，这些特点使得MOSFET 成为低电压大电流功率变换器首选整流器件。MOSFET的栅-源问的硅氧化层耐压有限，一旦 被击穿则永久损坏，所以实际上栅-源电压最大值在50-75V之间，如电压超过75V，应该在栅 极上接稳压管.并从成本综合考虑，选用IRF2807。需要特别指出的是图中MOS管做为整流 管的接法,有，有些读者可能会认为接法有误，这是由于普通的参考用书没有描述电力MOSFET的正栅压反向输出特性。实际上，电力MOSFET除需要介绍非饱和区、饱和区和截 止区外，还应考虑反向电阻区，反向电阻区与正向电阻区有相类似的沟道特性。这是由于变 压器二次侧电压为交变方波，整流管要承受反压但电力MOSFET是逆导器件，若工作在正向 电阻区将无法整流。

　　在电压输出部分，使用了LC滤波电路，电感电容参数是根据LC滤波中K式滤波器滤波 特性曲线及计算公式计算出来的,并在实验后做了调整。（K式滤波是指串臂阻抗和并臂阻抗 的乘积是一个不随频率变化的常数，量纲为电阻）

　　3.2 控制电路的设计

　　控制电路选用SG3525芯片，它是美国硅通用半导体公司（Silicon General）推出的用 于驱动N沟道功率MOSFET的电流控制型PWM控制器，它具有很高的温度稳定性和较低的噪声等 级，具有欠压保护和外部封锁功能，能方便地实现过压过流保护，能输出两路波形一致、相 位差为180°的PWM信号，有效地减少输出电流的纹波，适合于推挽拓扑电路。从控制芯片 SG3525出来的两路控制信号分别用来控制一个IRFP064N,达到了驱动两个开关管的目的,且 二者电流方向相反。

　　控制电路使用了闭环控制方式令输出电压保持恒定，由检测到的电压经过光耦隔离后传 到SG3525与一个标准值进行比较，以此来调整占空比并相应调整输出电压,如图3反馈电压的 检测,光耦选用7840不但起到了隔离作用使输出电压与输入成比例变化。由于芯片所需电源 不能由输入电源直接提供，所以特用了两个直流稳压小芯片来提供电源，基准源要求稳定的 电压，在SG3525本身所提供的稳压输出的基础上再通过一个TL431的稳压，经过测量完全达 到要求。

　　在输出整流电路中，当整流管Q3的受正向电压导通时，应及时驱动Q3导通，以减小压降 和损耗。

　　4 实验结果和波形分析

　　图5是推挽电路两路门极脉冲波形（示波器幅值*10），两个脉冲基本是相互对称的，方 向相反则励磁方向相反可以避免励磁不平衡，电路此时工作在Vi =11V左右。图5为变压器输 出电压，也就是同步整流管Q3和Q4的驱动信号，由图可以看出上下两个波形是对称的,说明 他们是分别只有为正的时刻才导通。在实验室里用示波器测出了输出电压的波形,纹波并不 大,完全能达到电器类电源的要求。[page]

　　实验所得波形和分析的波形基本吻合，只是在开关转换 瞬间， 电压有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的。该电路的工作效率经过测量大约在 90％左右，基本达到设计的要求。

　　5 结语

　　仿真分析和实验结果验证了理论分析和公式推导的正确性，表明推挽正激电路应用于该 变换器中具有以下优点：

　　1）抑制了开关管漏源极电压尖峰，降低了开关管的电压应力和功率损耗，整机效率高。

　　2）变压器双向磁化，磁芯利用率高。

　　3）输入电流纹波安秒积分较其它拓扑小，减小了输入滤波器体积。

　　4）输出在经过LC 滤波后，输出的波形振幅很小。

　　本文作者创新点为:利用推挽技术使变换器变压器利用率高，输出功率较大，而且由于使 用MOS管,基本不存在励磁不平衡的现象，在输出部分使用了同步整流技术，减少了电压在整 流管上的损耗，提前了整个变换器的效率，使用了LC滤波，基本消除了高次波的污染。

参考文献:

[1]. 12A datasheet http://www.dzsc.com/datasheet/12A_1743128.html.
[2]. D1  datasheet http://www.dzsc.com/datasheet/D1+_2060593.html.
[3]. IRF2807 datasheet http://www.dzsc.com/datasheet/IRF2807_407278.html.
[4]. SG3525 datasheet http://www.dzsc.com/datasheet/SG3525_606147.html.
[5]. TL431 datasheet http://www.dzsc.com/datasheet/TL431_651177.html.