集成MOSFET驱动器的全桥移相控制器-LM5046(五)

摘要：新推出的全桥移相控制器LM5046，全桥变换器的全部功能，LM5046组成的全桥DC／DC基本电路，内部等效电路。而其具备28个PIN脚功能，文中一一有分解说明。
关键词：全桥移相控制器LM5046；28个PIN脚功能(上接第11期)

* 用LM5046作电流型控制
    LM5046采用加入一个正比于初级电流的信号到RAMP端，一种实现方法如图9，初级电流用电流互感器检测或检测电阻检测，检出的信号经过滤波后再经一支电阻接到RAMP端，用作斜率补偿，可以看到加到RAMP端的信号由在CS端的初级电流信息加上附加的斜波经电阻RSLOPE用作斜率补偿。

    电流检测电阻的选择在整个电流条件下，在电流检测电阻上的电压要在CS端最小阈值728mV以上。
    通常，总的斜率补偿量是要防止次谐波振荡，所以至少要等于输出电感电流转换到变压器初级的下斜率的一半。在一个开关周期之后，为了减轻次谐波振荡，斜率补偿必须有等于一段时间的滤波电感电流转换到初级的下斜率，这作为临界控制是已知的斜率补偿电阻需要去执行临界控制。其计算如下式：
   

    此处，NTR是到初级的匝比，例如对3．3V输出的变换器，初次级匝比为9：1输出滤波电感为800nH，电流检测电阻为15mΩ，RSLOPE为1．67kΩ。

* VIN和VCC
    输入电压直接加到VIN端，加到功率变压器初级的电压与系统电压是相同的，变化范围为14～100V，推荐使用的滤波器如图10，它用来抑制在输入端可能出现的瞬态过压，当VIN工作在接近LM5046的最高电压时更为重要，进入VIN的电流取决于LM5046的工作电流，开关频率以及在VCC端的外部负载。还包括外部功率MOSFET的栅电容，在典型应用中变压器一个辅助线圈通过二极管加到VCC端，此端必须超过VCC电压8V以上才能关断内部的高压起动源。

    在输出电压达标，外部VCC开始给IC供电以后，流入VIN端的电流降到1mA以下，VIN电压仍保持在VCC电压以上，以防止电流反向流出。

* 在VIN大于100V时的应用
    在输入电压高于100V时，VIN可从外部供电如图11，在此电路中VIN与VCC接在一起，其供电电压必须高于10V，但不得超过16V，图11右边的电压源供电令LM5046输出激活。

* UVLO和OVP的分压器选择
    IC内两个比较器接于UVLO和OVP端用来检测欠压、过压条件。两个比较器的阈值设为1．25V，两个功能用两个外部电阻分压器调节。分压器都有接在VIN到AGND之间，如图12，图13，或都用三个电阻分压器如图14．独立的UVLO和OVP端提供有较大柔性的选择范围，当UVLO端电压低于0．4V时，控制器进入低电流关断，对于UVLO端电压大于0．4V但低于1．25V时，控制器处于待机模式，当UVLO端电压大于1．25V时，控制器全部使能，两个外部电阻用来调整最小工作电压如图13，当UVLO端电压降到1．25V以下时，内部20μA电流漏使能，将UVLO端电压进一步降低，电阻R1和R2计算如下
   

    此处，VPWR为所要的开启电压VHYS为所要的UVLO在VPWR下的窗口，例如，如果LM5046在VPWR达到33V使能，在VPWR减到31V时关断，R1将是100kΩ，R2为4．2kΩ，UVLO端电压任何时候都不会超过7V。

    两个外部电阻能用来调节最大工作电压如图12，当OVP端电压升到1．25V以上时，内部20μA电流源使能升高OVP端电压，于是提供了一个保护窗口，电阻值R1和R2计算如下
   

    如果LM5046在VPWR-OFF达到80V时被禁止工作，而在78V时使能，则R1=100kΩ，R2为1．5kΩ，OVP端电压任何时候不得超过7V。
    UVLO和OVP也可以用三支电阻一起设置如图14。R1的计算基于UVLO分压器，用相同的值，UVLO及OVP设置点R1和R3仍旧为100kΩ和1.5kΩ，R2为2．7kΩ时R3为4．2kΩ。
    遥控电路控制器的工作模式，可以用一个漏极开路的器件接到UVLO端如图15示出用OVP比较器作过热保护。但热敏电阻应放在发热源的功率器件处。

* 电流检测
    CS端接收变压器的初级侧电流信号，它可以由电流互感器送来也可以从检测电阻送来，如图16，图17所示。在两种情况下，滤波元件RF和CF要位于IC附近，接地点靠近PGND端，电流检测比较器必须提供710mV的信号在CS端做为过载电平，一旦CS端电压超过此值电流检测比较器终止PWM脉冲，并开始给RES端充电，LM5046将进入打呃模式或连续限流模式。

* 打呃限流工作模式和重新起动
    打呃限流工作模式在功能描述部分已叙述，在此限流模式RES端由30μA电流源充电，重新起动延迟时间需要达到1．0V阈值，由下式给出
   

    如果CRES=0．01μF，TCS将为334μS，一旦RES达到1．0V，30μA电流源关断，10μA电流源在其上斜到4V时开启，然后5μA在下斜到2V时开启，打呃模式的关断时间为
   

    当CRES=0．01μF打呃时间为49mS，一旦此段完成，RES端拉低SS端释放，允许重新软起动。一旦SS端升到1V，则PWM脉冲开始工作，打呃模式提供给功率变换器在过载时一段冷却时间，减少了输入电流。(连载完)