全新PLM技术打造HB LED高功率/耐用方案

　　相比白炽灯，高亮度发光二极管(HB LED)能提供更佳的效能及更好的稳定性，尤其现今全球笼罩在能源危机的阴影下，人类对高亮度LED的重视程度也日益升高。高亮度LED与白炽灯泡不同，因为亮度与色温都与LED的顺向电流有关，因此，高亮度LED需要准确及稳定的电流驱动，以维持稳定的光线输出。这个基本的要求对进行设计的工程人员来说仍是一大挑战。
 
　　此外，高亮度LED的驱动电流范围非常广泛，可由0.35安培至最高的10安培以上，因此必须提高整体的功率效能，否则高亮度LED难以广泛应用。本文将逐步解析这类功率转换器的设计步骤，并且示范如何使用这个电路来驱动0.35安培的高亮度LED灯串。 

　　从功率转换的效率来看，开关式电源供应器(SMPS)绝对比线性稳压器具备更大的优势。在众多适用于SMPS拓扑方法中，我们会依据可用的输入电源供应及需要驱动的高亮度LED数量选择最适当的拓扑。本文将讨论非隔离式降压开关式电源供应器的降压转换器广泛性和简易性。 

　　首先，针对这种应用挑选了一个内建降压转换器最经济实惠的拓扑方案，然后针对这个转换器进行调制，以改善系统的耐用性和功率效能。最后，再将全新的脉冲长度调制(PLM)控制方法搭配已强化的转换器，希望藉此把原本牺牲的电流稳压准确性再重新提高。而最后一个步骤，则是进行电路的实际测试以验证它的功效。 

　　浮动降压拓扑 有助简易闸极驱动电路设计 

　　图1所示为用于驱动高亮度LED的各种不同非隔离式降压转换器拓扑，其中图1(a)和(b)为两种典型的降压拓扑方法，而图1(c)和(d)则属于浮动降压拓扑。一般来说，由于N-MOSFET(N-FET)的Rds|on比P-MOSFET(P-FET)来得低，因此图1(a)和(c)中的降压转换器系统一般被视为拥有更佳的功率效能。设计工程人员在采用降压转换器时，大多倾向采用图1(a)和(c)中的降压转换器系统，而不是图1(b)和(d)中的电路。图1(a)在驱动高阶N-FET方面比图1(c)驱动低阶N-FET的更加复杂，原因是图1(a)采用了自Bootstrapping 闸极驱动技术，除了图中所示的闸极驱动电压电源Vcc以外，该电路还包括一个整流二极管和一个飞轮电容器。相同的情况也可应用到图1(d)和图1(b)。对于比较简易的闸极驱动电路设计而言，采用图1(c)的降压转换器拓扑会比图1(a)更好，这也是采用具备低端N-FET的浮动降压转换器的原因。

 
图1　适用于驱动高亮度LED的降压转换器，其电源开关技术分别采用(a)高阶N-FET、(b)高阶P-FET、(c)低阶 N-FET、(d)低阶 P-FET

　　藉由准确性折衷以提高LED效率 

　　图2中的浮动降压转换器用来驱动一条多灯串的远距离高亮度LED阵列，在既有的系统中，无论是基于散热、不利的作业环境、维修的便利或是模块更换的问题，大部分的控制器都与LED分开，典型的例子包括大型户外商业电子广告牌和建筑物外墙灯饰等。将电流感测电阻器RISNS放置在主要的电源开关下面，就可以更有利于采用低端电流感测，如此就可将线路的数量减少接近一半。更重要的是更短的电流感测线路可防止LED的电流稳压受到电磁干扰。 

　　在图2(b)的系统中，由于重新设计了RISNS的位置，使其功率效能相对于图2(a)改善不少。此外，基于低阶N-FET和图2(b)中的RISNS只会在周期的上斜坡部分传导电感电流，而图2(a)中的RISNS则可覆盖电感器电流的整个周期，因此图2(b)RISNS的功率损耗是图2(a)RISNS的功率损耗乘以开关工作周期，而这个工作周期的数值通常低于1。所以图2(b)中的RISNS功率损耗会降低了一个开关周期因子，而节省的功率P可以用下列的方程式表示：
 

 
图2　用于驱动多条远距离高亮度LED灯串的降压转换器，所采用的技术分别为(a)高端电流感测电阻器(远距线路数量为2N)、(b)高端电流感测电阻器(远距线路数量为N+1)

　　在方程式中的RISNS是电流感测电阻器，D 是工作周期，Ipeak是电感器电流的峰值，L是电感值，T是开关周期时间，而Vout则是输出电压。图2(b)采用传统的控制方法调节峰值的电流，尽管采用较大的电感值可使调节的峰值电流与系统实际上的平均电流更为接近，但这种做法欠缺完整的思虑，而且也很容易受到线路电压和组件数值变化的影响。 

　　PLM解决LED灯串平均电流调节 

　　配合重新配置感测电阻器RISNS的位置，浮动降压转换器可说是驱动高亮度LED最简单的架构，并且也是最耐用及功率效能最佳的系统解决方案。但是传统的控制方法只能针对峰值电流进行调节，而不能为LED灯串提供实际的平均电流调节。为了解决这个问题，一个全新的控制方法--脉冲长度调制控制应运而生。 

　　图3(a)所示为应用在浮动降压转换器上的PLM架构示意图，而3(b)则表示PLM电路的主要波形。传统的SMPS控制方法整合一个误差放大器，它可以把相对于固定参考电压的调节误差降到最低。至于PLM方面，它把误差放大器应用在感测波形的时间积分VISNS(t)上，其中的调节是相对于参考波形的时间积分VRP(t)来进行。图3(a)中的波形(v)表示PLM正在调节感测讯号的梯形脉冲链，当中的调节是相对于一个具备参考电平的方形波脉冲链来进行。由于两者拥有相同的工作周期，梯形波斜率的中间点便与参考电平相同。基于上述中间点的线性特质，平均电感器电流或是平均LED电流便会被调节到与参考电流相等。图4所示为在图3(a)封闭回路作业中的调节过程。

 
图3　(a)为PLM浮动降压转换器的架构示意图；(b)为PLM主要波形

 
图4　封闭回路作业下VISNS和VRP波形

　　以实验结果来看，可用组件组成浮动降压转换器，并且利用图5的测试电路板展现降压转换器的效能。图6和图7分别指出中间斜率电压(标记成V1及V2)不会因为电感值的变化而改变，主要的原因在于PLM的监视特性，这个特性使PLM不受电感值和输入电压影响。基于这个原因，从图8可以清楚看到浮动降压转换器能提供非常准确的输出电流调节，其误差仅为±0.5%。图9为相对于输入电压的效率比较，可以清楚发现若与传统的平均电流感测控制方法相比较，PLM浮动降压转换器的效率明显提升许多。

 
图5　(a)为建议的驱动器验证板电路图(b)为印刷电路板的实物照片

 
图6　在L1=22μH下量测出来的波形(流经RISNS的平均电压 = 200mV)

 
图7　在L1=33μH下量测出来的波形(流经RISNS的平均电压=200mV)

 
图8　当驱动两个高亮度LED时的效率与输入电压之间的关系

 
图9　当使用PLM控制时的输出电流与输入电压之间的关系(Vin min 为所要求的最低输入电压)

　　结合传统SMPS功率级的全新PLM控制方法为驱动高亮度LED应用提供一个高功率效能、简单、耐用及准确的电流调节器解决方案。本文首先以选择浮动降压转换器作为起点，并且透过搭配改善电路的性能达到更佳的耐用性和功率效能。最后，将全新的PLM控制技术应用到改良的功率转换器上，进而重新再提高原先牺牲的电流调节准确性。本文介绍了全新PLM的设计图，并透过实际的测试进行验证，同时也肯定此种新技术设计概念的价值。