自振荡半桥驱动器IR215X的可变频率驱动技术

    摘要：在功率电路应用中，常常要求开关频率能连续变化。本文介绍了一种采用自振荡半桥驱动器IR215X实现的频率可变的驱动电路，并在高压纳灯电子镇流器上得到了应用。

    关键词：IR215X  可变频率  自振荡半桥驱动器

    在电子镇流器和功率电源电路中，常常要求开关频率在一定范围内连续变化；另一方面，也需要用数字信号控制选择一个或几个特别的驱动开关频率。IR215X自振荡驱动器和IR5XHXXX混合电路与传的桥式电路驱动方法相比，有着明显的优势。本文在讨论集成振荡器的工作原理的基础上，介绍通过简单的技术和廉价的外围电路实现变频驱动的方法。

1 用开关电容法实现频率控制

    我们知道通过改变IR215X的Ct有效电容可以实现频率的改变。因此，我们可以通过一个NPN三极管，并通过在其上串联或并联两个旁路电容的方法来实现频率控制。

    图1是并联开关法控制频率的电路图，图中三极管Q1与辅助电容C2相连接。当Q1截止时，二极管D1隔断，振荡频率升高；当Q1导通时，电路为C1提供充电电流，而二及管D1提供放电回路，此时C1与C2增加了Ct节点的有效电容，因而使开关频率减小。

    如将定时电容C1和C2串联相接，即将C2的一端接至IR215X的COM地端，另一端接至二极管的集电极与C1的接点上，即构成了串联开关法控制电路。

    该电路的二极管D1和三极管Q1可出用一个N沟道的MOSFET管替代，因为MOSFET管中的续流二极管可出起到D1相同的作用，此时值得注意的是截止时输出开关电容Cos，因为无续流时MOSFET管的输出电容最大。

    无论是串联电容法还是并联电容法，在选择差别较大的频率时，都非常有效。但在需要连续变化的频率时，却存在一定的局限性。连续频率变化要三极管工作线性区，实际上振荡频率是增益开关门限的函数，三极管要进行严格筛选出保证电路的可重复性，但一般来说，这不是最佳方法，通过偏置电压法实现频率的连续变化也许更好。

    在Q1进入线性区，频率开始变化的时刻，会出现输出占空比将暂时偏离正常值50%的现象。这是因为当C2开始工作或结束工作时，C1上的平均电压必须补偿C2上平均电压的变化。而所需的电荷又仅可通过Rt的高低有效时间的不平衡来实现，因而占空比发生变化而偏移。一般而言，这种调整过程时间很短，而且C1和C2相等或处于同个数量级时，占空比偏移很小，时间只需几个周期。若C1和C2相差较大，两个电容中较大者的平均电压恢复时间就较长，因而调整时间也较长。

    在半桥驱动电路中，占空比的变化将改变PWM电路的输出平均电压，这将导致一个低频信号瞬间叠加在高频开关频率上。从而改变电子镇流器中串联谐振LC回路的工作电压。因此，应用谐振回路时，必须仔细选择参数，使之工作于线性区。

2 偏置电压法控制频率连续变化

    引入一个可编程的外部电压信号，可使功率电路的振荡频率在基本区间内连续变化。下面具体介绍其工作原理。

    在图2中，电容C1与方波信号发生器的输出相连，信号发生器的输出Va与IR215x的Rt端的相位和频率同步，在正向峰值为V1、负向峰值为V2时，偏置电压Vos为Va的峰-峰值，其值等于V1与V2的和，波形如图3所示。

    当Rt为Vcc时，方波信号发生器立即输出一个信号Vos叠加到C1上，使节点Ct的电位上升和时间。当Ct达到上限时，Rt立即下降为0，方波信号发生器的输出为V2，其中偏差为Vos。而上下限所需的电荷也减少了。

    此种情况下，振荡频率比典型的RC结构要高，而且由于充放电时间平衡，振荡信号的占空比将固定在50%不变。

    由于振荡频率是Vcc和偏置电压Vos的函数。因而可用偏置电压和电源校正法来改变频率。

2.1 偏置电压和电源校正的频率控制

    在图2中，当Rt端为高时，方波信号发生吸入充电电流，使得Va=V1；当Rt端为低时，方波信号发生器输出电流，使得Va=V2。无论何种情况，方波信号发生器只起钳位C1的作用。这意味着图2可出简化为图4的双电位钳位等效电路。振荡频率只与可控制的Vcc和Vos有关。

    当Vcc上升到大于UVLO时，开始振荡的频率较高。随着Vcc的上升，开关频率下降，直到IR2153内部的钳位二极管发生雪崩而阻止电源电压继续上升。使用外置的稳压管校正Vcc极限可固定开关频率。如果使控制电源Vcc按一定方式上升，就可构成预热启动式荧光灯电子镇流器的频率扫描电路。

    在图5电路中，由于采用了小信号齐纳二极管ZD1，从而使偏置电压Vos恒等于Vz+0.6，而固定偏置决定着振荡开关频率与Vcc的关系。

2.2 偏置电压Vos校正频率控制一非线性VCO控制

    由于电源调整和偏置电压Vos校正均会导致频率变化，因此，可利用图6所示电路构成一个简单的非线性VCO控制器。其中负向钳位电压V2由D1的正向正降决定，正向钳位电压V1由加上Q1基极的控制电压决定。Q1作为一个射术跟随器用于提供足够大的电流增益和驱动。电容C2接在Q1的基极和集电极之间，出钳位V1和消除输入噪声干扰，其取值为100pF以下。若使用带有阻抗的电压源，Q1可用一个由D1型号决定的低压硅等代替。

3 结束语