功率因数校正控制器MSC60028原理及应用

    摘要：本文介绍了Motorala公司的功率因数校正控制器MSC60028的工作原理、性能和特点，重要分析了在有源功率因数校正控制（APFC）电路中的元件参数设计和器件选择方法。并给出了一个MSC60028在APFC电路中的实际电路。

    关键词：有源功率因数校正  升压变换器  脉宽调制  ASC60028

1 引言

随着电力电子技术的不断发展，越来越多的电力电子装置被广泛应用于各种不同的领域，其中电网的谐波污染以及输入端功率因数低等问题显得日益突出，为减少这类装置对电网的谐波污染和电磁干扰，人们通过大量的研究分析后提出了相应的谐波掏技术和功率因数校正电路。

提高功率因数的方法概括为两大类型：一类是无源功率因素校正法，它主要是通过电路设计来扩大输入电流的导通角，也可以采用高频补偿的方法来提高输入电流的导通角；另一类是有源功率因素校正法，它是通过在电网和电源装置之间串联插入功率因素校正装置，其中单相BOOST电路因其拓扑结构简单、电流畸变小、效率高、成本低等优点而得到广泛应用，并称之为有源功率因素校正（APFC）电路。常见的BOOST电路有连接电流工作模式（CCM）和不连续电流工作模式（DCM），因连续电流工作模式的升压电路输入端电流谐波畸变小、峰值电流低，所以常用于要求谐波畸变小和功率较大的电路。本文着重介绍一种新型高性能、连续电流工作模式的功率因数控制芯片MSC60028及其电路设计方法，同时分析了它在有源功率因素校正电路应用中的设计要点及典型应用电路。

2 MSC60028工作原理

MSC60028功率因数控制器有三种封装形式：18脚双列直插塑封式、20脚双列直插塑封式且内含未使用的运算放大器形式和14脚双列旰插塑封式无运算放大器封装，器件内部含有振荡器、乘法器、误差放大器、门极驱动器以及过压、欠压保护等单元，其内部结构框图如图1所示。

MSC60028功率因数控制器的最大特点就是采用连续电流工作模式，图2为彩 MSC60028功率因数控制芯片构成的有源功率因数校正电路的组成框图。

由图2可见，升压变换器直流输出电压经检测后送入误差放大器，其输出与输入整流器输出端的检测电压相乘可得到一电流指令，该电流指令经变换器输入电流修正后，再与振荡器输出的三角波信号进行比较，就可得到一个既能维持升压变换器输出电压基本不变，又能使变换器输入电流与输入电压同相的PWEM信号，比PWM信号经门极驱动器后可直接驱动MOSFET动率开关管。

当APFC系统在启动或负载突然变化时，有可能会产生过压或欠压现象，因此该控制芯征内部设置了过压和欠压保护电路。若输入端上的电压超过5.36V，过压保护电路立即关闭门极驱动器的输出。为避免系统工作在临界点左右时导致门极驱动器频繁的通、断，电路中引入了120mV的回差电压，即当电压下降到5.24V时，门极驱动器才重新工作。若系统刚启动时，在VDD未达到8V±3%之前，欠压保护电路处于锁定状态，门极驱动器不工作；当系统关闭后，且下降到7V+3%时，欠压保护电路处于锁定状态，门极驱动器同样不工作。这样就有效地避免了MOSFET开关管工作在最大放大状态的可能，提高了开关管的工作寿命和系统的可靠性。另外，SHUTDWN端为产生开发者预留了一个挂号信输入端，该端在电压低于0.8V时不起作用；而在电压大于3.3V（相对于5V逻辑电压）时立即关闭门极驱动器。

3 MSC60028的APFC设计要点

MSC60028功率因数控制芯片在APFC电路中的实际应用电路如图3所示，该系统电路的主要技术条件为：

●输入电网电压范围：AC90V～265V；

●输出直流电压：DC390C±5%;

●输出功率：400W。

根据上述要求，应先计算出APFC电路的主要元件参数。

3.1 控制器外围电路参数的设计与选择

a.误差放大器积分电容的设计

误差放大器输入端和输出端的外接电容与误差放大器输入阻抗一起可构成一个积分电路，电容的取值由下式给出：

C=1/(2πfR‖A‖)

式中：R=200kΩ，为误差放大器的输入阻抗；

‖A‖=150，误差放大器的闭还增益，f为极点频率，通常选择范围在几Hz。

如令：f=1Hz，由上式可以算出：C≈4.0(nF)故取C=4.7nF

b.乘法器滤波电容的设计

乘法器输出端外接电容与乘法器输出阻抗构成了低通滤波器，该滤波器对100Hz左右的信号衰减不大，主要对高频PWM分量进行滤波，电容的取值由下式给出：

CF=1/(2πfRo)

式中，f为振荡器的振荡频率，通常取10kHz；Ro为乘法器的输出阻抗，通常约300Ω；

由此可以算出：CF=53（nF）

取CF=63nF

c.整流输入电压和直流输出电压检测电阻的设计

由于这两个电压的检测端均接高压端，故采用分压电路取样，然后再送至MSC60028，其分压值一般选≤VD2/2。若工作电压为10V，则分压值应在5V左右。分压电阻在满足设计功率要求的前提下，应选用精度较高的线绕电阻。在图3电路中，R1=R2,R3=R4，其取值关系由下式给出：

U=VmaxR1/(R1+R3)

式中：U为分压电压，取值应在5V左右；Vmax为最大输出电压，由设计条件可知：Vmax≈400（V）

若取R3=R4=1.0MΩ，则R1=R2≈12658Ω，故取R1=R2=12kΩ。

3.2 功率元件的设计与选择

a.电感L中的峰值电流

电感L中的峰值电流可由下式确定：

ILP=2（2）1/2Po/ηVAC(L)

式中：Po为所要求的输出功率；η为变换器的效率；VAC（L）为最低的电网输入电压；

若令η=0.92，则：ILP应为3.7（A）。

考虑到开关管的耐压应降额75%使用，若升压变换器的输出电压为390V，则选用的耐压至少应用为500V。另外，应选取大于峰值电感电流的开关管，可选用IRF460。

b.升压电感L

当输入电网电压的范围为AC 90V～265V时，开关脉冲周期t的取值为40μs。此时：应选取245μH左右的电感。

c.续流二极管D

与升压电感相连的续流二极管在电压电流满足上述要求的同时，还要考虑其反向恢复时间小于1%的开关周期，故选择U1550快恢复二极管作为续流二极管使用。

3.3 辅助电源与输入保护电路的设计

a.辅助电源的设计

图3电路中，在升压电感上增加一辅助绕组可为电路提供辅助电源，其辅助绕组的匝数由升压电感的绕阻匝数和升压变换器的输出电压共同确定。

电路中的Rx为启动电阻，在开机的瞬间升压电感上无电压，此时由Rx提供起始电流对储能电容充电，当储能电容两端的电压充至一这值时，MSC60028开始工作，PFC控制器有PWM信号输出，辅助绕组即开始提供电能给MSC60028。

b.输入保护电路的设计

由于升压变换器后接一个较大的滤波储能电容，所以在接通电源的瞬间将有较大的闪电战击电流流入功率因数校正电路，这将有可能造成整流电路、电流检测电路以及控制芯片的损坏。有效的解决方案是在电流检测电阻Rs上并接一个二极管（对于不同的设计方案，可适当再增加一个二极管），这样可防止过大的冲击电流在Rs上产生过压而烧坏控制电路。

4 结论