如图一所示，图二为电感作用波形，输入电压要求为 90V~265Vac，在 Vd 点则为 127V~375V 直流电压， 由升压电路把输出电压 Vo 升到 400V 的直流，其工作过程如下：
1、 当 Q 导通时，电感上的电压 VL=Vd,此时 Vd、L、Q 形成回路，Vd 对电感 L 充电，回路如图一中虚线所示，此时电感电流ζL 循着同一斜率上升，到 Q 截止为止，工作周期（DT）结束。
2、 当 Q 截止时，电感电压反相且加上 Vd 经由二极管 D 对输出端开始放电，此时电容 C 是成充电状态，且RL 维持 Vo 输出，其中 Vo 之大小为输入电压 Vd 加上电感电压（-VL）的值（由于电感电压反相，-VL 反而是正值），其回路如图一中灰线所示，直到 Q 再度导通为止（即（1-D）T 时间段结束）。
如想要图一中的升压型电路具有功率因数修正功能的话，则 Q 的控制信号必须来自具有功因修正功能的 IC（PFC IC），并要取电压回路和电流回路来做反馈控制，把这些信号回传到 PFC IC 来控制 Q 的导通与截止，进而达到电流波形整形的目的。
PFC IC 分为两种，一种是非连续电流模式功因修正器（DCM PFC），适用于较低功率需求的功因修正。欧洲的能源规范定为 70W 以上的电源供应器必须加装 PFC 电路，DCM PFC 一般使用在 200W 以下。另外一种是连续电流模式功因修正器（CCM PFC），一般使用在 200W 以上到数千 W。
图三 峰值电流控制模式的 DCM PFC
DCM PFC 的控制方式
无论 CCM 或 DCM 的 PFC，其电路结构都是升压电路，其中最大的区别在于控制模式，DCM PFC 一般使用峰对峰值电流控制模式（如图三所示）。此种模式主要是当 AC 输入后，经桥式整流而成的类似 m 形的电压波形，经 R5、R6 分压后，再和一个经由误差放大器（Error Amplifer）放大后的输出信号 Vc 相乘。此举是为了给流经 Rs 的峰值电流一个参考比较的电压 Vm，并且这个电压会随着输入和输出的电压大小而作调整，其中输出电压经由电阻 R3 和 R4 分压后， 经由误差放大器负反馈至乘法器输入端，可使当负载改变时，输出电压仍能保持稳定。
其中较需注意的是，误差放大器在作闭环回路补偿时，其增益频宽要比六分之一倍的市电频率还要低，以避免干扰PFC 电路的主要功能，所以 C1 和 C2 的值通常都不小，约为 uF 级的电容。当乘法器输出 Vm 时，同一时刻的电压波形仍是一个类似 m 形的波形，只是它是已被整理过的参考电压波形，进而输入比较器的正输入端，而与比较器的负输入端 Q 的 S 极电流的波形（即压降在 Rs 上的电压波形 Vs）作比较， 来控制 Q 的开与关，其波形如图四。
图四 DCM PFC 各点的动作波形
起初，当 Q 导通时，输入的直流高压 Vd 对电感 L 充电，使电感的电流ζL 上升（如图四中电感电流波形的 a 到b 点），此时 Rs 上的电压 Vs 也上升，直到 Vs=Vm 时（即 b 点），由于此时比较器（Current Comp）的反相输入端电压高于正相输入端，故 RS 触发器（RS Flip-Flop）的 R 输入端为低电位， 而此时 S 端为高电位，使触发器输出为高电位，使 Qd 导通，而 Vg 为低电位，Q 为截止的状态，电感上电压 VL 反相，加上输入电压 Vd 使二极管 D 导通，开始对输出 RL 和 C5 放电（图中的 b 到c 点），此时负载 RL 仍保持在高电位，而电容 C5 则承受电感放电而呈充电状态，直到电感放电到ζL 值为 0（c 点）为止。
当电感电流ζL 为 0 时，RS 触发器的S 端输入低电平，而 R 端为高电位（因为 Vm>Vs），此时触发器的Q 输出为低电位，使 Qd 截止，Q 的 VGS 为高电位，于是 Q 导通，电感的电压 VL 为正向，输入电压 Vd 供应电流流过电感 L 和Q，对电感 L 充电，故流经电感 L 的电流又继续上升，直到三角波电压 Vs 又碰到 m 形波Vm 为止（c 到 d 段），如此反复，电路以此种峰值电流控制模式的方法来得到ζL 电流波形。
ζL 的波形是由许多大小三角波所组成，它毕竟不是正弦波，故电路中必须加装一个 C3 电容来滤除电感电流中的高频成分，而使输入弦波电流ζ为完整的基本弦波成分，其大小为电感电流ζL 的平均值。基本上的ζL 峰值大概为电流ζ峰值的 2 倍，这可作为选择 Q 的耐电流量参考。
CCM PFC 的控制方式
对于 CCM 的PFC 而言，常用的控制模式是所谓的平均电流控制模式，其控制模式电路如图五所示。
图五 平均电流控制模式的升压型电路
图中的 Vin 为直流电压而 Ip 为直流电流。其各点的电压及电流波形如图六所示。
图六 平均电流控制模式升压型电路之各点波形
其中 Q 的栅极受控于 PWM 比较器的 Vs 电压和Vc 电压的比较结果：当 Vs 大于 Vc 时，比较器输出为低电位，而 Vs 小于 Vc 时，比较器输出为高电位。因此电路刚开始运作时，Vs 小于 Vc，此时比较器输出高电位，Q 导通。如图五中 Vin 循着虚线路径向电感 L 充电， 故电感电流ζL 上升（a 到 b 段），到 b 点时，由于 Vs 大于 Vc 时，比较器输出由高电位变成低电位，Q 截止，Vin 电压加于电感 L 的反向电压经二极管 D 向电容 C 充电，并供应电压给负载（如图中灰色路线），此时电感 L 为放电状态，故电感电流ζL 下降（b 到 c 段），到 c 点时，Vs小于 Vc，此时比较器又输出高电位，使 Q 再度导通。如此周而复始，以电流放大器的电流波形和锯齿波相互比较而产生 Q 的驱动波形，达到以平均电流来控制负载电压的目的。
注意图六中的波形，在 ab 段或cd 段等单数时间段时，Vc 电压的波形在要和 Vs 交错前必定是负斜率， 此时 Vs 为正斜率，并且必定要交错，否则无法控制，而在 bc 段或 de 段等偶数段时，Vc 和 Vs 都是正斜率，可是 Vc 的斜率必定要比 Vs 小，否则无法交错，也无法控制，因此在设计控制电路时，必需要注意到这些控制的重点来安排周边元件参数，否则不是电路无法动作，就是电路失控而损坏。
（来源：维库电子市场网）
