无需缓冲器的反激式转换器技术

没有缓冲器，反激式变压器振铃的漏感会随电路中的杂散电容产生，生产大幅度高频波形，如图所示1。

许多应用笔记和设计没有解决这个问题，忽略了振铃波形和转换器的运行。有两个问题：首先，在FET漏极有过大的电压，可能导致雪崩击穿并最终导致器件故障。其次，振铃波形将成为辐射和传导到整个电源、负载和电子系统，引起噪声问题甚至逻辑错误。振铃频率还将以辐射和传导EMI是形式表现为EMI频谱的峰值。

在大多数设计中，这是不可接受的，必须增加电路元件抑制振铃（使用一个RC缓冲器），或者箝制电压（用RCD箝位），或者两个都用。这些网络的设计是测量和分析的结合，可以确保耐用和可靠的效果。

反激式转换器的初级RCD箝位

图2给出了一个RCD箝位电路，当一个RC缓冲器不足以有效防止开关过压时，它可用来限制FET漏极的峰值电压。一旦漏极电压超过箝位电容器电压，RCD箝位即靠吸收漏感电流工作。采用一个比较大的电容器可保持一个开关周期的电压恒定。

RCD箝位的电阻器总会浪费功率。即使在转换器上有很小的负载，电容器都将进行充电高达从转换器次级反射的电压，即vf。由于负载增加，更多能量将流入电容器，而电压将提高更多，即vx，它在理想的方波反激电压之上。该波形定义了这些电压，如图2所示。

设计步骤1——测量漏感

重要的是测量反激式变压器的漏感，然后再设计缓冲器。不要不只猜测电感值，而是要明白磁性元件制造商的最差规格对设计来说经常不够精确。另外，漏感是频率相关的，必须在适当的频率值进行测量。

设计步骤2——确定峰值箝位电压

现在必须决定功率MOSFET可以容许多少电压，并计算在箝位电平条件下箝位将耗散的功率量。与漏感L相关的功率，及关断时的当前最差电流Ip可以表示为：

公式1

对RCD缓冲器的分析出现在论文和大量应用笔记当中。假设没有杂散电容要充电，所有泄漏能量都被传导到来自漏感的缓冲电容器。假定电容器足够大，其逻辑值在在一次开关周期期间没有显著变化。

利用这些假设，RCD箝位的功耗可以表示为存储在电感器中的能量，具体如下：

公式2

换句话说，我们让开关上的箝位电压升得越高，总功耗越低。但是当然，我们必须对此进行平衡以防止总电压出现在功率FET两端，因此我们不能任意降低功耗。

一个典型设计可用于电压vx等于1/2反激电压。在这种情况下，功耗等于存储在漏感中能量的三倍，它不是一个立即可见的结果。然而，这是一个保守的估计。它没有解释电感器的有损放电，也没有解释杂散电容。实际上，由于这些结果，该设计的箝位损失将比预期的更少。

高压离线设计这些经常限制使用一个最高电压为650或700V的FET，电压vx将将很难限制所设定的最大输入电压、最大电流和FET击穿电压。不要超过FET规定的Vds，意识到击穿可能随温度变化。一些设计人员依赖于FET的雪崩能力，让它有规律地超过击穿电压。这不是为可靠的电源设计推荐的。

设计步骤3——选择箝位电阻器

缓冲器的电容器需要足够大，以保持一个相对恒压，同时吸收泄漏能量。除了这一考虑，其逻辑值要求不高，当缓冲器正常工作时不会影响峰值电压。

电阻器在确定峰值电压vx方面是至关重要的元件，因此需要根据以下公式选择：

公式3

一个大数值电阻器将减缓箝位电容器的放电，有助于电压提升到更高值。一个小数值电阻器将导致较低的箝位电压，而功耗将增加。

设计步骤4——计算功率损耗

现在缓冲器设计已经完成，但是我们经常还需要知道上述公式中，除了最差条件电流Ip，电流的功耗是多少。使用以下公式计算某一给定峰值电流I和漏感L的已知缓冲器的电压上升。

vx是电压上升值，高于反激电压，可以表示为：

公式4

功耗可以表示为：

公式5

设计步骤5——实验验证

设计的实验验证是必不可少的，因为将出现没有计入公式的结果，你的电路将出现非理想的元件。图3所示为箝制FET漏极电压峰值电路的效益。

图3. 带有初级RCD箝位的反激式转换器漏极电压。

该数值还给出了一个RCD箝位限制。在箝制周期结束之后，电路恢复振铃。采用理想的元件，这将不会发生。不过，RCD箝位的二极管有一个有限的反向恢复时间，有助于漏感电流流入二极管的相反方向，可导致振铃。RCD缓冲器各种类型二极管选择至关重要。它必须尽可能的快，具有合适的额定电压。

这个振铃的严重程度将取决于RCD二极管两端反向施加的电压。你允许的箝位电压爬得越高，功耗就越低，电压越高且dv/dt施加在二极管上，振铃将增加。

通过采用RC缓冲器随后的振铃可以再一次被抑制。

总结

RCD箝位电路对所有反激式转换器非常有用，可以减少功率FET上的压力。要确保箝位的目的是将最差工作条件下（高电压和最大电流极限）的电压限制低于元件的额定电压。本文中的设计公式排除了来自箝位设计的猜测。

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